實驗七集成電路模擬乘法器的應用

1、實驗報告實驗名稱集成電路模擬乘法器的應用成績姓名馬曉恬專業(yè)班級電信081實驗日期學號指導教師劉富強提交報告日期12.19、實驗目的1、了解模擬乘法器（MC1496 ）的工作原理，掌握其調(diào)整與特性參數(shù)的測量方法。2、掌握利用乘法器實現(xiàn)混頻，平衡調(diào)幅，同步檢波，鑒頻等幾種頻率變換電路的原理及方法。、實驗內(nèi)容1、改變模擬乘法器外部電路，實現(xiàn)混頻器電路，觀察輸出點波形，并測量輸出頻率。2、改變模擬乘法器外部電路，實現(xiàn)平衡調(diào)幅電路，觀察輸出點波形。3、改變模擬乘法器外部電路，實現(xiàn)同步檢波電路，觀察輸出點波形。4、改變模擬乘法器外部電路，實現(xiàn)鑒頻電路，觀察輸出點波形。三、實驗儀器1、雙蹤示波器一臺2、頻率

2、特性掃頻儀（選項）一臺四、實驗原理及電路1、集成模擬乘法器的內(nèi)部結構集成模擬乘法器是完成兩個模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中， 振幅調(diào)制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調(diào)制與解調(diào)的過程，均可視為兩個信號相 乘或包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現(xiàn)上述功能比采用分立器件如二極管和三極管 要簡單的多，而且性能優(yōu)越。所以目前在無線通信、廣播電視等方面應用較多。集成模擬乘 法器的常見產(chǎn)品有 BG314 F1595、F1596、MC1495 MC1496 LM1595 LM1596 等。下面介紹 MC1496集成模擬乘法器。（1）MC1496的內(nèi)部結構MC1496是雙平衡四象限

3、模擬乘法器。其內(nèi)部電路和引腳如圖7-1（a）（b）所示。其中VT,、VT2與VT3、VT4組成雙差分放大器，VT5、VT6組成的單差分放大器用以激勵 VT,VT4。VT7、VT8及其偏置電路組成差分放大器 VT5、VT6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓"，1 與4接另一輸入電壓 Uy，輸出電壓U0從引腳6與12輸出。引腳2與3外接電阻Re,對差分 放大器VT5、VT6產(chǎn)生串聯(lián)電流負反饋，以擴展輸入電壓 Uy的線性動態(tài)范圍。引腳 14為負電 源端（雙電源供電時）或接地端（單電源供電使），引腳5外接電阻R5。用來調(diào)節(jié)偏置電流15及鏡像電流I 0的值。114Ml JUST-1U312411

4、$曾E97S沖 UTRTomej i*=ur中昭NPiirWfC149<5（b）引腳圖內(nèi)部電路圖7-1 MC1496的內(nèi)部電路及引腳圖（2）靜態(tài)工作點設置MC1496可以采用單電源供電，也可以采用雙電源供電。器件的靜態(tài)工作點由外接元件確a、靜態(tài)偏置電壓的確定靜態(tài)偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集一基極間的電壓應大于或等于2V,小于或等于最大允許工作電壓。根據(jù)MC1496的特性參數(shù)，對于圖7-1所示的內(nèi)部電路，應用時，靜態(tài)偏置電壓（輸入電壓為 0時）應滿足下列關系，即U8 U10 , U1U4,U6U1215V(U6,52)(U8, 50)2V15V28,山0）(U

5、1,U4)2.7V(7-2)15V（5,U4）u52.7V(7-1)b、靜態(tài)偏置電壓的確定般情況下，晶體管的基極電流很小，對于圖7-1 （ a）,三對差分放大器的基極電流|8、W、丨1和I4可以忽略不記，因此器件的靜態(tài)偏置電流主要由恒流源I。的值確定。當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通過一電阻R5接正電源（+UX的典型值為+12V）,由于|0是15的鏡像電流，所以改變電阻 R5可以調(diào)節(jié)Io的大小，即(7-3)u CC 0.7VR5500當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源-Uee （一般接-8V）, 5腳通過電阻R5接地，因此，改變R5也可以調(diào)節(jié)I0的大小，即Uee0.7VRs500

6、(7-4)根據(jù)MC1496的性能參數(shù)，器件的靜態(tài)電流小于4mA 一般取Iol5 1mA左右。器件的總耗散功率可由下式估算PD21 5(u6U14)1 5(u5U14 )(7-5)PD應小于器件的最大允許耗散功率（2、基本工作原理33mV）。設輸入信號U x U xm cos xt , U yU ym cos yt，貝y MC1496乘法器的輸出電阻Re及輸入信號Ux、Uy的幅值有關。（1）不接負反饋電阻（腳 2和3短接）a、Ux和Uy皆為小信號26mV時，由于三對差分放大器（V干，V忑，VTj，VT4及 V，VT6 ）均工作在線性放大狀態(tài)，則輸出電壓U0可近似表示為IoRlUo20UTLUxU

7、yKoUxUy12KoUxmUymcos(Wx Wy)t COS(WxWy)t(7-6)式中，Ko 乘法器的乘積系數(shù),與器件外接元件參數(shù)有關，即KoIoRl2U；(7-7)式中，Ut 溫度的電壓當量，當T=300K 時,KT Utq26mVRl 輸出負載電阻。式（7-6 ）表明，輸入均為小信號時,MC1496可近似為一理想乘法器。輸出信號Uo中只包含兩個輸入信號的和頻與差頻分量。r宀口號，b、Uy為小信號，Ux為大信號（大于100mV時，由于雙差分放大器（VT1、VT2 和 皿Uo可近似表示為VT4）處于開關工作狀態(tài)，其電流波形將是對稱的方波，乘法器的輸出電壓UoKoU xUyK0U gmAn

8、cos( nwx wy)t cos(nwx wy)t (n 為奇數(shù)) (7-8)n 1輸出信號 U0 中。包含 wx wy, 3wx Wy,5wx Wy,(2n 1)wx wy等頻率分量。(2)接入負反饋電阻由于Re的接入，擴展了 Uy的線性動態(tài)范圍，所以器件的工作狀態(tài)主要由Ux決定，分析表明：a、當Ux為小信號 26mV 時，輸出電壓U?？杀硎緸閁。RlReUtUxUKEU xmU ymcos(wxwy )tcos(wx wy)t(7-9 )式中:KeRlReUt(7-10)式(7-9 )表明，接入負反饋電阻 Re后，Ux為小信號時，MC1496近似為一理想的乘法器,輸出信號U。中只包含兩個

9、輸入信號的和頻與差頻。b、當U x為大信號100mV 時，輸出電壓U 0可近似表示為U02RLUyRe(7-11)上式表明，Ux為大信號時,輸出電壓 U 0與輸入信號Ux無關。3、集成模擬乘法器的應用舉例(1)振幅調(diào)制振幅調(diào)制是使載波信號的峰值正比于調(diào)制信號的瞬時值的變換過程。通常載波信號為高 頻信號，調(diào)制信號為低頻信號。設載波信號的表達式為Uct U cm cos ct，調(diào)制信號的表達式為Uct U mcos t ,則調(diào)幅信號的表達式為U0 tcm 1 m cos t cos ct1U cm cos ctmUcmCOS c2t 2mUcmcos c(7-12 )式中,m調(diào)幅系數(shù)，m U m

10、Ucm ；U cm cosct載波信號;1 mUcmCOS c t上邊帶信號;212t 下邊帶信號mU cm cos C4i（a）調(diào)幅波波形（b）調(diào)幅波頻譜圖7-2振幅調(diào)制由圖可見，調(diào)幅波中載波分量占有很大比重，因此信息傳輸效率較低，稱這種調(diào)制為有 載波調(diào)制。為提高信息傳輸效率，廣泛采用抑制載波的雙邊帶或單邊帶振幅調(diào)制。雙邊帶調(diào) 幅波的表達式為(7-13)U0 t-mUcmCOS c t cos c t2mUcm cos ct cos tUo t1mU cm cos c2t或Uot1 mUcmCOS c2tMC1496勾成的振幅調(diào)制器電路如圖7-3所示單邊帶調(diào)幅波的表達式為其中載波信號(7-1

11、4)經(jīng)高頻耦合電容 C2從Ux端輸入，C3為高頻旁路電容,使8腳接地。調(diào)制信號Uo經(jīng)低頻耦合電容 C從Uy端輸入，O為低頻旁路電容，使4腳接地。調(diào)幅信號 Uo從12腳單端輸出。器件采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R5接地，由式（7-4 ）可計算器件的靜態(tài)偏置電流| 5或I。，即IoUee 0.7VR55001mA圖7-3 MC1496構成的調(diào)幅器腳2與3間接入負反饋電阻 Re ,以擴展調(diào)制信號的U的線性動態(tài)范圍，Re增大，線性 范圍增大，但乘法器的增益隨之減少。電阻吊、Rz、F8及Rl為器件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內(nèi)部的各個晶體管工作在放大狀態(tài)，所以阻值的選取應滿足式（7-1 ）、（

12、7-2 ）的要求。對于圖7-3所示電路參數(shù)，測量器件的靜態(tài)（Uc 0，U 0）偏置電壓為表7-1U8Ul0UU6Ul212U3U56V6V0V0V8V8V-0.7V-0.7V-6.8VR、R2與電位器RP組成平衡調(diào)節(jié)電路， 改變RP可以使乘法器實現(xiàn)抑制載波的振幅調(diào)制或有載波的振幅調(diào)制，操作過程如下：a、抑制載波振幅調(diào)制Ux端輸入載波信號Uc t ,其頻率fc 10.7MHZ，峰一峰值Ucp P 40mV 。 Uy端輸入調(diào)制信號U t ,其頻率f 1KHZ，先使峰-峰值U P P 0，調(diào)節(jié)R,，使輸出U00（此時U4 U1）,再逐漸增加U P P，則輸出信號U0 t的幅度逐漸增大，最后出現(xiàn)如圖7

13、-4（a）所示的抑制載波的調(diào)幅信號。由于器件內(nèi)部參數(shù)不可能完全對稱，致使輸出出現(xiàn)漏信號。腳1和4分別接電阻R3和R4可以較好地抑制載波漏信號和改善溫度性能。"訂（a）抑制載波調(diào)幅波（b）有載波調(diào)幅菠圖7-4乘法器輸出的調(diào)幅波b、有載波振幅調(diào)制Ux端輸入載波信號Uct , fc 10.7MHZ , Ucp p 40mV ,調(diào)節(jié)平衡電位器Rp，使輸出信號U0t中有載波輸出（此時Ui與U4不相等）。再從Uy端輸入調(diào)制信號，其f 1KHZ，當Up P由零逐漸增大時，則輸出信號U0t的幅度發(fā)生變化，最后出現(xiàn)如圖7-4（ b）所示的有載波調(diào)幅信號的波形，調(diào)幅系數(shù)m為Ummax Ummin100%

14、Um maxUmmin(7-15)式中，U max 調(diào)幅波幅度的最大值；U mix 一一調(diào)幅波幅度的最小值（2）同步檢波振幅調(diào)制信號的解調(diào)過程稱為檢波。常用方法有包絡檢波和同步檢波兩種。由于有載波 振幅調(diào)制信號的包絡直接反映了調(diào)制信號的變化規(guī)律，可以用二極管包絡檢波的方法進行解 調(diào)。而抑制載波的雙邊帶或單邊帶振幅調(diào)制信號的包絡不能直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律， 所以無法用包絡檢波進行解調(diào)，必須采用同步檢波方法。同步檢波又分為疊加型同步檢波和乘積型同步檢波。利用模擬乘法器的相乘原理，實現(xiàn) 同步檢波是很方便的，其工作原理如下：在乘法器的一個輸入端輸入振幅調(diào)制信號如抑制載 波的雙邊帶信號 Ust Us

15、mCOS ctcOS t，另一輸入端輸入同步信號（即載波信號）Uct U cm COS ct ,經(jīng)乘法器相乘，由式（7-9 ）可 得輸出信號10（ t ）為Uo tKeUs tUc t111KEUsmUcmCOS t心皿8$2 c tK eU smU cm 2 c t244（條件：Ux UC 26mV，Uy Us 為大信號）（7-16）上式中，第一項是所需要的低頻調(diào)制信號分量，后兩項為高頻分量，可用低通濾波器濾 掉，從而實現(xiàn)雙邊帶信號的解調(diào)。若輸入信號USt ，則乘法器的輸出u01為1KEUsmUcmCOS2 c tCOS ct 211KEU sm cos t K EU smU cm 2 c4

16、4上式中，第一項是所需要的低頻調(diào)制信號分量，器濾掉。Uo t(7-17 )第二項為高頻分量，也可以被低通濾波如果輸入信號US t為有載波振幅調(diào)制信號,同步信號為載波信號UC t ,利用乘法器的1t為單邊帶振幅調(diào)制信號，即US t -U sm cos c2相乘原理，同樣也能實現(xiàn)解調(diào)。設Us tUsm 1 mcos t coswc t ，Uc t%mCOSWc t則輸出電壓Uo t為Uo tKeus t uc1KEmucm cos21二 K EUsmUcm21+ KEmusmucm cos 2wc41+ - KEmusmucm cos 2wc41t 2KEUsmUcmCOS2Wct(條件：ux U

17、c 26mV，uyU s為大信號）(7-18)上式中，第一項為直流分量，第二項是所需要的低頻調(diào)制信號分量，后面三項為高頻分 量，利用隔直電容及低通濾波器可濾掉直流分量及高頻分量，從而實現(xiàn)了有載波振幅調(diào)制信 號的解調(diào)。MC1496模擬乘法器構成的同步檢波解調(diào)器電路如圖 7-5所示。C 00. 1 UFIHC 10> 1UFR10m. 3KR3IKi 2RP -5 K氛 047UFI C2 1MC 1496mN,話 VC50, 1 UF4 NF Ufl TC70. 047UF圖7-5 MC1496構成的同步檢波器其中ux端輸入同步信號或載波信號UC, uy端輸入已調(diào)波信號 US輸出端接有由R

18、11與C6 C7組成的低通濾波器及隔直電容C8,所以該電路對有載波調(diào)幅信號及抑制載波的調(diào)幅信號均可實現(xiàn)解調(diào)。電路的解調(diào)操作過程如下：首先測量電路的靜態(tài)工作點C應與圖7-3電路的靜態(tài)工作點基本相同,再從ux端輸入載波信號Uc,其fc 10.7MHz，Ucp p 100mV。先令Uy 0,調(diào)節(jié) 平衡電位器 RP,使輸出uo 0,即為平衡狀態(tài)再從Uy端輸入有載波的調(diào)制信號Us ,其fc 10.7MHz，fn 1KHz , Usp p 200mV，調(diào)制度 m 100%，這時乘法器的輸出 U。t 經(jīng)低通濾波器后的輸出 u 0 t，經(jīng)隔直電容 C8后的輸出U t的波形分別如圖 7-6（a）所 示。調(diào)節(jié)電位

19、器 RP可使輸出波形U° t的幅度增大，波形失真減小。若Us為抑制載波的調(diào)制信號，經(jīng)MC1496同步檢波后的輸出波形 Un t如圖7-6（ b）所示。0I 0腫）（a）有載波信號解調(diào)（b）抑制載波信號的解調(diào)圖7-6解調(diào)器輸出波形（3）鑒頻a、乘積型相位鑒頻鑒頻是調(diào)頻的逆過程，廣泛采用的鑒頻電路是相位鑒頻器。其鑒頻原理是：先將調(diào)頻波 經(jīng)過一個線性移相網(wǎng)絡變換成調(diào)頻調(diào)相波，然后再與原調(diào)頻波一起加到一個相位檢波器進行 鑒頻。因此實現(xiàn)鑒頻的核心部件是相位檢波器。相位檢波又分為疊加型相位檢波和乘積型相位檢波，利用模擬乘法器的相乘原理可實現(xiàn)乘積型相位檢波，其基本原理是：在乘法器的一個輸入端輸入調(diào)

20、頻波Us t，設其表達式為Us tUsmCOS wct mf cos t（7-19）式中，mf調(diào)頻系數(shù)， mf w/ 或mff / f，其中 w為調(diào)制信號的頻偏。另一輸入端輸入經(jīng)線性移相網(wǎng)絡移相后的調(diào)頻調(diào)相波us t，設其表達式為Us tU sm COS Wetmf sint2w1UsmSin wetmf sintw(7-20)式中， w 移相網(wǎng)絡的相頻特性。由式（7-9 ）得，這時乘法器的輸出u0 t為' 1 'uo tKeUs t us t KEUsmUsmSin 2 Wcmf sin t w2(7-21)1 cKEUsmUsm w2式中，第一項為高頻分量，可以被低通濾波器

21、濾掉。第二項是所需要的頻率分量，只要w 0.4rad，線性移相網(wǎng)絡的相頻特性w在調(diào)頻波的頻率變化范圍內(nèi)是線性的，當sin w w 。因此鑒頻器的輸出電壓Uo t的變化規(guī)律與調(diào)頻波瞬時頻率的變化規(guī)律相同，從而實現(xiàn)了相位鑒頻。所以相位鑒頻器的線性鑒頻范圍受到移相網(wǎng)絡相頻特性的線性范 圍的限制。b、鑒頻特性相位鑒頻器的輸出電壓 u 0與調(diào)頻波瞬時頻率f的關系稱為鑒頻特性， 其特性曲線（或稱 S曲線）如圖7-7 所示。鑒頻器的主要性能指標是鑒頻靈敏度Si和線性鑒頻范圍2 f max。Sd定義為鑒頻器調(diào)頻波單位頻率變化所引起的輸出電壓的變化量，通常用鑒頻特性曲線圖7-7相位鑒頻特性Uo f在中心頻率f0

22、處的斜率來表示，即(7-22)SdU。/ f2 f max定義鑒頻器不失真解調(diào)調(diào)頻波時所允許的最大頻率線性變化范圍，2 f max可在鑒頻特性曲線上求出。C、乘積型相位鑒頻器用MC1496構成的乘積型相位鑒頻器電路如圖7-8所示。C01UF1 KFF :96I C21FlC r 4 9 £-cs12 a JK3L LI FIP 3473匚3R1 <AeTUF 1 1衛(wèi)U圖7-8 MC1496構成的相位鑒頻器其中G與并聯(lián)諧振回路 C2L共同組成線性移相網(wǎng)絡，將調(diào)頻波的瞬時頻率的變化轉W的表達式為:arctan2W2W0(7-23)變成瞬時相位的變化。分析表明，該網(wǎng)絡的傳輸函數(shù)的相

23、頻特性當1時，上式近似表示為W02 w(w) arctan(Q)2W0(f)arcta n(Q(7-24)式中fo 回路的諧振頻率，與 調(diào)頻波的中心頻率相等。Q 回路品質(zhì)因數(shù)。f 瞬時頻率偏移。相移與頻偏 f的特性曲線如圖7-9所示。由圖可見：在(f)圖7-9移相網(wǎng)絡的相頻待性2Q0即f 0的范圍內(nèi)，相位與頻偏呈線性關系，從而實現(xiàn)線性移相。MC1496的作用是將調(diào)頻波與調(diào)頻調(diào)相波相乘（如式7-21 ）,其輸出端接集成運放構成的差分放大器，將雙端輸出變成單端輸出，再經(jīng)RoCo濾波網(wǎng)絡輸出，對于圖 7-8所示的鑒頻電路的鑒頻操作過程如下：首先測量鑒頻器的靜態(tài)工作點（與圖7-3電路的靜態(tài)工作點基本相

24、同）再調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振（諧振頻率fc 10.7MHz MHz）。再從ux端輸入 fc 10.7MHz , Ucpp 40mV的載波（不接相移網(wǎng)絡，Uy 0 ），調(diào)節(jié)平衡電位器 RP使載 波抑制最佳 U0 0。然后接入移相網(wǎng)絡，輸入調(diào)頻波Us，其中心頻率 fc 10.7MHz，Ucp p 40mV，調(diào)制信號的頻率f 1KHz，最大頻偏 fmax 75KHz，調(diào)節(jié)諧振回路C? 使輸出端獲得的低頻調(diào)制信號 U0 t的波形失真最小，幅度最大。d、鑒頻特性曲線（S曲線）的測量方法測量鑒頻特性曲線的常用方法有逐點描跡法和掃頻測量法逐點描跡法的操作是：用高頻信號發(fā)生器作為信號源加到鑒頻器的輸入端U

25、 s （見圖7-8 ）,先調(diào)節(jié)中心頻率fc 10.7MHz，輸出幅度Ucp p 40mV。鑒頻器的輸出端 U0接數(shù)字萬用 表（置于“直流電壓”檔）測量輸出電壓U。值。（調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振）。再改變高頻信號發(fā)生器的輸出頻率 （維持幅度不變），記下對應的輸出電壓 U0值，并填入表7-1 ；最后 根據(jù)表中測量值描繪 S曲線。掃頻測量法的操作是：將掃頻儀（如BT-3型）的輸出信號加到鑒頻器的輸入端Us ,掃頻儀的檢波探頭電纜換成夾子電纜線接到鑒頻器的輸出端U 0，先調(diào)節(jié)BT3的“頻率偏移”、“輸出衰減”和“Y軸增益”等旋鈕，使BT3上直接顯示出鑒頻特性，利用“頻標” 可繪出S曲線。調(diào)節(jié)諧振回路

26、電容C2，平衡電位器RP可改變S曲線的斜率和對稱性。表7-1鑒頻特性曲線的測量值f0/MHz10. 510.610.710.810.9U0/mV（4）混頻用模擬乘法器實現(xiàn)混頻， 只要Ux端和Uy端分別加上兩個不同頻率的信號，相差一中頻如10.7MHz，再經(jīng)過帶通濾波器取出中頻信號，其原理方框圖如圖7-10所示：帶通濾波器圖7-10混頻原理框圖若 ux tVs COSWstuy t s V)cosw0t則 uc tKVsV0 coswst cosw0t1 -KVsV0 cos w0 ws t cos w0 ws t 2ucusC14 a. LUF9. I UFT C 1 1MC1496尺1 55

27、1&. 1 UF彳rT J 上DIN* I圖7-11 MC1496構成的混頻器經(jīng)帶通濾波器后，取差頻1V0 t- KVsV0 cos Wo ws tWo ws wi 為某中頻頻率。2由MC1496模擬乘法器構成的混頻器電路如圖7-11所示其中ux端輸入信號uc 10.7MHz。uy端輸入信號us 10.245MHz的信號，輸出端接有 帶通濾波器LC。五、實驗步驟參照附圖G6,在主箱上正確插好乘法器模塊，對照乘法器模塊部分，正確連接電路電源線，+ 12V孔接+12V, 12V孔接12V, GND接 GN（從電源部分土 12V和GN插孔用連接線 接入），接上電源通電（若正確連接了，擴展板上

28、的電源指示燈將會亮 ）。1、混頻器實驗連接好跳線 J12、J13、J15、J19、J110 （此時 J11、J14、J16、J17、J18 應斷開），組成由mc1496構成的混頻器電路。（1）開關K1、K2向右撥。（2）輸入Uc，Uc為10.7MHz的載波信號,大小為Vp p 300mV （由高頻信號源提 供，參考高頻信號源使用），從TP6處輸入。Us 10.245MHz，由正弦振蕩單元電路產(chǎn)生（晶體振蕩，參考正弦振蕩單元），從TP8處輸入。用示波器和頻率計在 TT11處觀察輸出波形，輸出信號頻率應為455KHZ。2、平衡調(diào)幅實驗參考附圖 G6,斷開 J12、J13、J15、J19，J110

29、連接好 J11、J14、J16、J17、J18，組成由mc1496構成的平衡調(diào)幅電路。（1）產(chǎn)生抑制載波振幅調(diào)制在Ux端（TP6處）輸入fc 10.7MHz的載波（由高頻信號源提供，參考高頻信號源使用），Ucp p 150mV ； Uy端（TP7處）輸入f 1KHz信號，使U p p 200mV為零，調(diào)節(jié)可 調(diào)電阻W,，使在TT11處測試的信號u0 0 （此時u4 U1 ）。逐漸增大U p p （最大峰值為 1V,太大會失真），直至出現(xiàn)抑制載波的調(diào)幅信號出現(xiàn)（用示波器在TT11處測試）。在實驗過程中應微調(diào)輸入信號，以得到最好的輸出波形。（注：此調(diào)幅波作為同步檢波部分的調(diào)幅波輸入信號。）（2）產(chǎn)

30、生有載波振幅調(diào)制信號在步驟1）的基礎上調(diào)節(jié) W1使輸出信號中有載波存在，則輸出有載波的振幅調(diào)制信號。3、同步檢波實驗參考附圖 G6,連接J22、J25，斷開J21、J23、J24、J26，組成由 mc1496構成的同步檢波電路。（1）開關K1、K2向右撥。（2） 從TP3處輸入10.7MHz的載波，由高頻信號源部分提供（此信號與平衡調(diào)制實驗中的載波信號為同一信號），使us 0，調(diào)W2使在TT21處觀察的信號近似為 0,在Uy端輸入由 平衡調(diào)制實驗中產(chǎn)生的抑制載波調(diào)幅信號，即將TT11與TP5連接（TT11輸出調(diào)幅波），這時從TT21處用示波器應能觀察到 U t的波形，微調(diào) W2可使輸出波形幅度增大，波形失真減小。信號大小在實驗過程中應微調(diào)，以保證輸出信號最好4、鑒頻實驗參考附圖G6,斷開J22、J24、J26，連接好J21、J23、J25，組成由mc1496構成的鑒頻電路。（1）開關K1、K2向右撥。（2）從TP4處輸入已調(diào)調(diào)頻波（此調(diào)頻波信號由高頻信號源單元提供，參考高頻信號源的使用）載波Vp p 300mV左右，調(diào)制信號V p p 250mV 600mV。用示波器從TT21W2以及可調(diào)電容處可以觀察到輸出的低頻調(diào)制信號U t。如果信號失真，可調(diào)節(jié)可調(diào)節(jié)CC1，最后再微調(diào)調(diào)制信號及載