典型電路分析之射隨器電路分析

1、典型電路分析之射隨器電路分析射隨，是我們通常對射極跟隨器的簡稱，其實也就是共集電極放大器，它的特點： 1、 晶體管射隨電路具有較高的輸入阻抗和較低的輸出阻抗-基極回路電阻的1/1+(是晶體管的直流放大系數(shù)，也就是三極管規(guī)格書中的hFE,BC857AW正常工作時為250)，具有隔離阻抗變換的作用。 2、電流增益很大，Ie=Ib(1+)。 3、電壓增益接近1，輸入信號與輸出信號同相，大小基本相等，這也是射隨名字的由來。 由于射隨的這幾個特點，我們將其用在例如中放VIDEO輸給DECODER，DECODER 的AV OUT等電路，彌補原先器件輸出電流小，帶載能力不足的缺點，減少后級電路對前級電路的影

2、響,從而達(dá)到增強電路的帶負(fù)載能力和前后級阻抗匹配,射隨器同時還可以隔離逆向干擾，一路信號可以通過兩個射隨分成兩路，而不會互相干擾，所以AV OUT，AUDIO OUT也經(jīng)常使用這個電路。目前我們常用的射隨電路根據(jù)使用PNP或NPN三極管也有兩種形式： A、PNP圖1上面這個電路經(jīng)常用于我們的AV OUT電路。輸入信號VIDEO IN波形變高時，三極管截止，VCC通過R1給C1充電；輸入信號VIDEO IN波形變低時，三極管導(dǎo)通，C1通過導(dǎo)通的三極管對地放電。 電路形式看似很簡單，器件不多，但如果器件使用不當(dāng)?shù)脑?，很容易造成輸出波形失真?1、電容C1： C1在這個電路中起著僅次于三極管的作用。

3、電容的特性直觀的說就是會保持電容兩端電壓不突變，電容量越大，這個阻止電壓突變的能力就越強。而通常我們說的通交流隔直流，可以通過這個公式來分析： 電路中電容的容抗Xc=1/2f C ，其中f為信號的頻率，C為電容量的大小。 那么也就是說，當(dāng)C不變時，頻率越高，容抗Xc越小，那么電流越大，信號越容易通過。那么為什么直流會被隔離呢？直流電平，相當(dāng)于f=0,這時候容抗Xc=無窮大，相當(dāng)于開路，信號自然無法傳送過去了。 當(dāng)f不變時，C越大，容抗Xc越小，那么電流越大，信號越容易通過。這也就是為什么我們平時在選用電源濾波電容時，用uF級的電容來濾除幾十Hz的紋波，而用nF級的電容，來濾除幾十kHz的紋波。

4、 （uF×10Hz=nF×10kHz） 再回到圖1這個電路，如果C1選用的電容量太小的話，會導(dǎo)致VIDEO信號中高電平穩(wěn)不住，場同步期間(也就是信號的低電平)的低電平也穩(wěn)不住。如下圖所示，圖2為C1=1000uF時VIDEO OUT的波形，信號上部和場同步基本不失真。圖3為將C1改為100uF之后的波形，信號上部及場同步頭明顯失真(我們通常說的擺頭)。圖2圖3為什么電容量的大小會導(dǎo)致這樣的信號失真呢？有2種方法可以分析：方法1： 交流電路中，電容的等效容抗Xc=1/2f C，那么射隨電路的輸出口等效電路為： 圖4對于理想電路，Xc=0,Vo= Vo=Vi×R5/(

5、 R4+R5)=0.5Vi，我們的實際電路中，如果取C=100uF,這時候Xc=1/2f C,其中f=50,C=100uF,則Xc=31.84歐， 代入Vo=Vi×R5/(Xc+R4+R5)得： Vo=75Vi/(31.84+75+75)=0.41Vi，輸出波形失真(0.5-0.41)/0.5=17.5%,所以能看到圖3中的扭曲失真。 如果我們?nèi)=1000uF,這時候Xc=3.18歐，代入得： Vo=75Vi/(3.18+75+75)=0.4896Vi,失真只有(0.5-0.4896)/0.5=2%，所以圖2中基本看不出失真來。 · 有人要問，用這種方法來看，失真是因為電

6、容的阻抗分壓導(dǎo)致接收端R6的幅度Vo變小導(dǎo)致的?？墒菑膱D3的實際波形來看，無論是場同步期間還是信號高電平的波形都只是扭曲，而幅度并沒有變小，這是為什么呢？ 其實，幅度有變小，但變小的是低頻信號。整場的信號可以看做是由頻率50Hz的低頻信號(場同步期間的低電平和信號高電平)與頻率15k左右的行周期信號組成的。對于低頻信號，由于容抗Xc=1/2f C較大，所以幅度減小，以場同步期間波形為例，原始波形為：· 低頻的低電平經(jīng)過電容后變成： 高頻的行開槽信號經(jīng)過電容后，因頻率較高，基本直通，幅度不變： 疊加后最終的輸出波形就象圖3一樣，整個向上扭曲： 方法2： 我們先來看看電容充放電過程： 圖

7、5圖5中，電容兩端原始電壓為U0，之后電容通過負(fù)載R放電， 時間t后電容兩端電壓Uc=U0e-t/RC 充電過程為上面這個過程的逆過程，大家可以自己分析。 將上面這個公式用到下圖6后，可以看出，當(dāng)VIDEO信號過來一個場同步頭-低電平Vo時，三極管導(dǎo)通，電容C1通過三極管放電 圖6但如圖5，因為C1放電，所以場同步這個低電平Vo無法保持，時間t后Vo的實際電平Vt=Vo e-t/RC 現(xiàn)在如圖3，取C=100uF, e=2.71828 t=低電平持續(xù)時間=2ms(雖然場同步上還有例如開槽脈沖等信號，但這些信號是高頻的，對直流電平不會有影響，所以不用考慮，所以t應(yīng)該取整個場同步周期，約=1/10

8、場周期=2ms) R=R4+R5=150 代入后可求得：Vt/Vo=0.878,失真12.2% 如果C=1000uF, Vt/Vo=0.987,失真2.2% 可以看出，用這種方法計算的結(jié)果和方法1的結(jié)果近似。 · 由以上分析可得，電容C1越大，波形失真越小，但受布板空間及成本限制，推薦C1選取470uF.此時Vt/Vo=0.972,失真2.8%,已經(jīng)能滿足要求。 · 由以上這兩個公式也可以解釋另一個問題：為什么音頻電路中的隔直電容可以用的很?。恳驗橐纛l電路的負(fù)載電阻很大(10k or 47k)，因此要保持同樣的失真度的話，電容C只需要視頻中的幾百分之一，所以音頻電路中的隔直

9、電容一般為nF級的。 2電阻R1： 下圖7為輸入亮點信號(為什么用這個信號后面分析)時，VCC=5V，R1=100歐時AV OUT的波形(已帶75負(fù)載)，輸出的信號幅度為562mV，將R1改為470后，如圖8所示，同步頭不變，但信號幅度只剩下237mV,上面部分的波形都被切掉了： 圖7圖8為什么會有這樣的問題？R1該如何取，是否將R1改小就能解決這個問題？分析如下： 例如圖7中，AV OUT 波形幅度562mV,那么C1負(fù)極的幅度就是562*2=1124mV,也就是說C1負(fù)極處的最高電平為1124mV。可以求出達(dá)到這個電平瞬間的通過C1電流Ir=U/R=1124/150=7.5mA。 而這個電

10、流Ir也等于此時流過電阻R1的e極電流Ie=(VCC-Ve)/R1，所以(VCC-Ve)/R1=7.5mA，Ve=此時射極的直流電平=直流偏置+1.124V,如果直流偏置為VCC/2的話,R1=1376/7.5=183歐。也就是說R1一定要小于183歐，才能讓一個信號幅度562mV的波形不失真的通過。 那么圖8中，R1=470歐，假設(shè)負(fù)載R5上的波形峰峰值為Vpp,那么同上，由Ir=Ie => (2Vpp/150)=(5-2.5-2Vpp)/470,求得Vpp=302mV, 只能讓一個信號幅度302mV的波形不失真的通過，而對于標(biāo)準(zhǔn)信號幅度0.7V的VIDEO信號，這個失真就很厲害了。

11、理論上R1越小，帶載能力越強，但一味減小R1的阻值，會導(dǎo)致三極管導(dǎo)通時通過的電流過大，一個加大了功耗，容易燒三極管，一個是三極管的放大系數(shù)會隨電流Ie的增大而降低：Ie由20mA加大到40mA, Hfe就由160降低到了130。 所以R1不能取太小，這個方法不推薦。那么我們該怎么辦呢？答案是： 1、提高VCC 2、改變?nèi)龢O管b極的直流偏置(這點放在下一節(jié)分析) 上面的計算中VCC=5V，那我們來看看，如果我們?nèi)1=330歐，VCC增大到9V(Ie=9000/330=27mA)，能通過的Vpp是多少：(2Vpp/150)=(4.5-2Vpp)/330，Vpp=0.7V,也就是可以通過信號幅度0

12、.7V的VIDEO信號，已經(jīng)能滿足我們的要求了。而三極管導(dǎo)通時的電流，Vcc=5V,R1=100歐，Ie=50mA,如果Vcc=9V,R1=330歐，Ie=27mA.減小了很多。所以，在視頻射隨電路中，必須保證VCC>8V。下面先說說為什么要用亮點信號來做測試： 圖9圖10圖9為亮點信號，圖10為全白場信號的波形，大家可以看到，圖9中0電平基本在鉗位黑電平處，那么動態(tài)范圍要求的最大值差不多就是信號幅度，也就是562mV,而在圖10中，0電平已經(jīng)快接近信號頂部了，對于這個信號的動態(tài)范圍的要求，只需要大約200mV,動態(tài)范圍的要求遠(yuǎn)低于亮點信號。所以大家在看波形失真的時候，一定要使用類似亮點

13、信號這樣的圖形。 3、直流偏置： 先重申一下幾個概念： · 黑電平：在視頻信號中，最暗的信號的電平，如灰階信號最低那階的信號電平。 對黑電平位置的規(guī)定，有2種標(biāo)準(zhǔn)。美國NTSC-M標(biāo)準(zhǔn)中，黑電平定在比同步頭后肩高7.5IRE的位置。也就是下圖11中0.357V的地方 圖11除了NTSC-M外，PAL、日本的NTSC-J標(biāo)準(zhǔn)中，黑電平定在同步頭的后肩上，也就是下圖12中0.321V的地方： 圖12· 零電平： 也就是圖9，圖10中標(biāo)出的示波器箭頭1>的位置，表示的是直流0電平的位置，也就是平常我們信號GND處的電平。 · 直流電平： 信號去掉交流調(diào)制后剩下的直

14、流信號的位置。也就是我們通常說的直流偏置。對與通過電容后的交流信號來說，直流電平=0。平時可以用萬用表一端接地，一端測量信號處，得到的電壓值就是信號的直流電平。 回到我們要討論的直流偏置：圖1中，C2將VIDEO IN隔直，通過R2，R3重新給VIDEO IN一個直流偏置。為了保證動態(tài)范圍足夠，也就是C1正極的直流電平最好= VCC /2。為了保證基極的直流偏置電壓穩(wěn)定，要求流過R2，R3的電流I2，I3要遠(yuǎn)大于Ib(取Ie的平均值20mA,BC857AW的放大倍數(shù)150，Ib=Ie/Hfe=20mA/150=130uA)，I2,I3至少要mA級，就要求R2，R3要盡量小，至少到K歐這一級。

15、第2節(jié)中提到要想增大動態(tài)范圍，可以改直流偏置，那么，偏置電壓該取幾V呢？對圖1這個PNP電路來說，如果輸入的是VIDEO信號，因為e極最低只能到0V(c極是0V，Vec要>0),假設(shè)最嚴(yán)格的情況整個VIDEO 連同步頭2V的波形都在0電平以下(實際中不可能)，那么e極的直流電平必須>2V,b極則應(yīng)>2-0.7=1.3V,所以如果是9V Vcc的話，對視頻信號來說，R2，R3分壓完后在基及的最佳偏置電壓應(yīng)該是1.5V,這樣在選擇R1值的時候的取大一些，降低電流，降低三極管的功耗。我們來計算一下這時候R1可以增大到多少： 按最大的信號幅度1.4V算(亮點信號，直流電位基本在零電平

16、，有效信號幅度1.4V)， (1.4V/150)=9-(2V+1.4V) /R1 R1=600歐 由VCC/(R2+R3)=Vb/R3，在VCC=9V時，R2=5×R3，考慮基極電流的影響，可以取R2=5.6K，R3=1K，這時候直流偏置大概是0.13×1+9/(5.6+1)=1.5V。 所以，綜上所述，對于VIDEO信號，推薦設(shè)置Vcc=9V,R2=5.6K, R3=1K, R1=470歐。 但是，注意這個但是，在音頻信號中，由于音頻信號是交流的，且幅度可能較大，所以對于音頻信號，Vcc必須取9V或以上，e極偏置在Vcc/2=4.5V處，b極就是4.5-0.7=3.8V,

17、 同樣可以算出，R2=5.2R3/3.8,可以取R2=2.7K，R3=2K。 所以，對AUDIO信號，推薦設(shè)置Vcc=9V, R2=2.7K,R3=2K,R1=4.7K。 4、作為AV OUT電路時輸出幅度的調(diào)節(jié)-R4： 如果射隨用在AV OUT電路,因為接收方電路還有一個75歐的對地匹配電阻，因此接受方獲得的實際幅度為Vout×75/(R4+75),正常情況下Vout=2Vpp,R4=75歐，接受方Vpp=1V,正好。但如果因為芯片限制或其他原因，Vout偏大或偏小，就可以通過調(diào)整R4的大小使接收方最終獲得的幅度也為標(biāo)準(zhǔn)的1Vpp. 5、作為AV OUT電路，進(jìn)行電路驗證確認(rèn)是否會

18、失真時，一定要接上負(fù)載看，否則空載沒有形成回路看基本都沒問題，帶載就不行了。 6、是否需要隔直后再偏置？ 雖然用在AV OUT時基本上都要用電容C2先隔直再加上偏置電壓，但如果是一體化TUNER的VIDEO OUT，它的內(nèi)部已經(jīng)有射隨電路了，帶載能力足夠，直流電平為0，因此不需要加射隨，可以直接送給后端的DECODER。如果是分離式TUNER+中放，大部分中放電路的輸出的VIDEO信號都已經(jīng)有帶上直流偏置(大概在2V左右)，而且它們自帶的直流偏置與我們用電容隔直后再加的不同，直流偏置電平是始終鎖定在信號黑電平上的，如下圖： 圖13圖14圖13、圖14為射頻分別輸入全白場(直流電平最高的信號)及

19、亮點信號(直流電平最低的信號)時，中放輸出口上的波形，可以看出，信號內(nèi)容改變，但直流電平不變，都鉗在黑電平上。再來看看如果隔直完再偏置： 圖15圖16圖15、圖16為同樣輸入全白場及亮點信號時，經(jīng)過電容隔直再重新偏置到大約1V后的波形，可以看出， 亮點信號的直流偏置基本還是在黑電平上(因為亮度信號有效值很小)，而白場信號的直流偏置處已經(jīng)接近信號頂端了(黑電平已經(jīng)沉到-0.8V了)。 這會造成什么影響呢？如果直接將中放輸出信號送入射隨的三極管，那么我們只需要保證2V的動態(tài)范圍就足夠了(無論輸出什么信號，整個信號幅度只有2V)。如果我們將其經(jīng)過電容隔直再重新偏置，然后送入射隨的三極管呢？可以由圖1

20、5，圖16看到，三極管的動態(tài)范圍基本上要保證零電平以上2V(亮點信號)至零電平以下2V(白場信號)，也就是需要4V的動態(tài)范圍。這對三極管的動態(tài)范圍要求高了一倍。因此建議如果用在中放輸出電路時，C2，R2，R3可以先布上，如果中放輸出已經(jīng)有直流偏置了，就不需要再畫蛇添足，加個跳線跳過，直接送到三極管即可。 7、電容C2 C2作用其實與C1相似，但因為R2/R3之后是K級的，所以C2的電容量大概只需要C1的1/10就夠了 ，所以C2可以選擇100uF。 B、NPN： 圖17NPN三極管組成的射隨電路，輸入信號VIDEO IN波形變高時，三極管導(dǎo)通，VCC通過導(dǎo)通的三極管給C1充電；輸入信號VIDE

21、O IN波形變低時，三極管截止，C1通過R1對地放電。 對于NPN的射隨電路，基本的分析方法和PNP相同，這里就不重復(fù)分析了?，F(xiàn)在來說說NPN和PNP的選用問題： 選NPN還是PNP電路，理論上的電壓增益都是一樣的(略小于或等于1)，極性也沒有變化。假如輸入端有C2隔直，選NPN或是PNP電路并沒有差別，也不用考慮電流輸出(NPN)或吸入(PNP)的問題。但是象上面說的，中放輸給DECODER時常常是沒有隔直電容的，這時就要根據(jù)輸入端的直流偏置來選用了。 另外，由于一般情況下前端輸出電路電流輸出型的，在無隔直電容的射隨電路中，選NPN還是PNP電路是要考慮電流輸出或吸入的。但是可以通過在b極對

22、地接一個電阻的辦法解決PNP射隨器的電流吸入問題。4、作為AV OUT電路時輸出幅度的調(diào)節(jié)-R4： 如果射隨用在AV OUT電路,因為接收方電路還有一個75歐的對地匹配電阻，因此接受方獲得的實際幅度為Vout×75/(R4+75),正常情況下Vout=2Vpp,R4=75歐，接受方Vpp=1V,正好。但如果因為芯片限制或其他原因，Vout偏大或偏小，就可以通過調(diào)整R4的大小使接收方最終獲得的幅度也為標(biāo)準(zhǔn)的1Vpp. 5、作為AV OUT電路，進(jìn)行電路驗證確認(rèn)是否會失真時，一定要接上負(fù)載看，否則空載沒有形成回路看基本都沒問題，帶載就不行了。 6、是否需要隔直后再偏置？ 雖然用在AV O

23、UT時基本上都要用電容C2先隔直再加上偏置電壓，但如果是一體化TUNER的VIDEO OUT，它的內(nèi)部已經(jīng)有射隨電路了，帶載能力足夠，直流電平為0，因此不需要加射隨，可以直接送給后端的DECODER。如果是分離式TUNER+中放，大部分中放電路的輸出的VIDEO信號都已經(jīng)有帶上直流偏置(大概在2V左右)，而且它們自帶的直流偏置與我們用電容隔直后再加的不同，直流偏置電平是始終鎖定在信號黑電平上的，如下圖： 圖13圖14圖13，圖14為射頻分別輸入全白場(直流電平最高的信號)及亮點信號(直流電平最低的信號)時，中放輸出口上的波形，可以看出，信號內(nèi)容改變，但直流電平不變，都鉗在黑電平上。再來看看如果隔直完再偏置： 圖15圖16圖15，圖16為同樣輸入全白場及亮點信號時，經(jīng)過電容隔直再重新偏置到大約1V后的波形，可以看出， 亮點信號的直流偏置基本還是在黑電平上(因為亮度信號有效值很小)，而白場信號的直流偏置處已經(jīng)接近信號頂端了(黑電平已經(jīng)沉到-0.8V了)