2KW超聲波驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)說(shuō)明

1、 . 1 緒論 隨著現(xiàn)代科學(xué)技術(shù)飛速發(fā)展。各學(xué)科之間相互滲透，新興邊緣學(xué)科不斷出現(xiàn)，超聲工程學(xué)作為一門(mén)新興的邊緣學(xué)科在工業(yè)生產(chǎn)、衛(wèi)生保健和航空航天等許多領(lǐng)域中扮演著十分重要的角色。我國(guó)近十年來(lái)，對(duì)超聲技術(shù)的應(yīng)用研究十分活躍，超聲工程學(xué)按其研究?jī)?nèi)容，可劃分為功率超聲和檢測(cè)超聲兩大領(lǐng)域。所選課題超聲波電源的研究，是功率超聲技術(shù)的一個(gè)重要應(yīng)用部分。11超聲波電源的發(fā)展概況和發(fā)展趨勢(shì) 超聲波電源又叫超聲波功率源，是超聲波清洗系統(tǒng)的核心部分，其發(fā)展與電力電子器件發(fā)展密切相關(guān)，一般可以分為電子管放大器、晶體管模擬放大器和晶體管數(shù)字開(kāi)關(guān)放大器三個(gè)階段。在早期，20世紀(jì)80年代前，信號(hào)功率放大采用電子管，采用

2、電子管的優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)范圍較寬，此優(yōu)點(diǎn)對(duì)于音頻放大器很重要，但對(duì)超聲波電源來(lái)說(shuō)沒(méi)有什么好處，因此，當(dāng)功率晶體管出現(xiàn)后即遭淘汰，電子管的缺點(diǎn)很多：功耗大、壽命短、效率低、電源成本高、體積大。20世紀(jì)80年代到90年代中旬，功率晶體管發(fā)展己非常成熟，各種OCL及OTL電路大量用于超聲波電源，功率晶體管模擬發(fā)生器開(kāi)始投入使用，電源效率提高、體積和重量下降，由于受開(kāi)關(guān)速度的限制和晶體管開(kāi)關(guān)特性的影響，采用晶體管模擬放大器的超聲波電源有以下幾個(gè)缺點(diǎn)： (1)功耗較大。由于OTL、OCL電路理論效率只有78左右，實(shí)際效率更低、功耗大，導(dǎo)致功率管發(fā)熱嚴(yán)重，需要較大的散熱功率，并且功率管發(fā)熱導(dǎo)致系統(tǒng)工作不太穩(wěn)定。

3、 (2)體積大、重量重。由于功率管輸出的功率受到限制，要輸出較大的功率需要更多的功率管，且發(fā)生器所需求的直流電源是通過(guò)變壓器降壓、整流、濾波后得到。大功率的變壓器重、效率低。 (3)不易使用微處理器來(lái)處理。由于該電路呈現(xiàn)模擬線(xiàn)路特征，用數(shù)字化處理復(fù)雜，涉及到AD和DA轉(zhuǎn)換，成本高、可靠性低。 隨著電力電子器件的發(fā)展，特別是VDMOS管和IGBT的發(fā)展與成熟，采用開(kāi)關(guān)型超聲波發(fā)生器成為可能。開(kāi)關(guān)型發(fā)生器的原理是通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管的占空比來(lái)控制輸出功率的。由于晶體管在截止和飽和導(dǎo)通時(shí)的功耗很小，開(kāi)關(guān)型超聲波發(fā)生器主要有以下特點(diǎn)： (1)功耗低、效率高。開(kāi)關(guān)管在丌關(guān)瞬時(shí)的功耗較大，但由于開(kāi)關(guān)時(shí)間短，在截

4、止或?qū)〞r(shí)的功耗很小，因此總的功耗較小，最高效率可達(dá)到積小、重量輕。由于效率高、功耗低，使得散熱要求較低，而且各個(gè)開(kāi)關(guān)管可以推動(dòng)的功率大：在直流電源作用下可直接變換使用，不需要電源變壓器降壓，因此體積小，重量輕。 (2)可靠性好。與微處理器等配合較容易，電子器件在工作時(shí)溫升較低，工作可靠，加上全數(shù)字開(kāi)關(guān)輸出，可用微處理器直接控制。 開(kāi)關(guān)型超聲波發(fā)生器與開(kāi)關(guān)型電源的發(fā)展息息相關(guān)，而開(kāi)關(guān)型電源發(fā)展又與電力電子開(kāi)關(guān)器件發(fā)展緊密相連，也經(jīng)歷了三個(gè)發(fā)展歷程：采用雙極型開(kāi)關(guān)晶體管年代、采用VDMOS年代、采用IGBT管年代；這樣它的工作頻率也經(jīng)歷了工頻，低頻，中頻到高頻的發(fā)展歷程。隨著電力電子器件的迅速發(fā)

5、展，電力電子電路的控制也在飛速發(fā)展。控制電路最初以相位控制為手段、由分立元件組成，發(fā)展到集成控制器，再到實(shí)現(xiàn)高頻開(kāi)關(guān)的計(jì)算機(jī)控制。目前，向著更高頻率，更低損耗和全數(shù)字化的方向發(fā)展。 模擬控制電路存在控制精度低、動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢、參數(shù)整定不方便、溫度漂移嚴(yán)重、容易老化等缺點(diǎn)。專(zhuān)用模擬集成控制芯片的出現(xiàn)大大簡(jiǎn)化了電力電子電路的控制線(xiàn)路。提高了制信號(hào)的開(kāi)關(guān)頻率，只需外接若干阻容元件即可直接構(gòu)成具有校正環(huán)節(jié)的模擬調(diào)節(jié)器，提高了電路的可靠性。但是，也正是由于阻容元件的存在，模擬控制電路的固有缺陷，如元件參數(shù)的精度和一致性、元件老化等問(wèn)題仍然存在。此外，模擬集成控制芯片還存在功耗較大、集成度低、控制不夠靈活，通

6、用性不強(qiáng)等問(wèn)題。 用數(shù)字化控制代替模擬控制，可以消除溫度漂移等常規(guī)模擬調(diào)節(jié)器難以克服的缺點(diǎn)，有利于參數(shù)整定和變參數(shù)調(diào)節(jié)，便于通過(guò)程序軟件的改變，調(diào)整控制方案和實(shí)現(xiàn)多種新型控制策略。同時(shí)可減少元器件的數(shù)目、簡(jiǎn)化硬件結(jié)構(gòu)，提高系統(tǒng)可靠性。此外，還可以實(shí)現(xiàn)運(yùn)行數(shù)據(jù)的自動(dòng)儲(chǔ)存和故障自動(dòng)診斷，有助于實(shí)現(xiàn)電力電子裝置運(yùn)行的智能化。超聲波發(fā)生器應(yīng)用控制技術(shù)一般有三種形式：采用單片機(jī)控制、采用FPGA控制。但是我們這里用的是UC3875為控制器，做為PWM的占空比可變和過(guò)壓、過(guò)流保護(hù)的功能，其是可以完成的 。(1)采用單片機(jī)控制 單片機(jī)是一種在一塊芯片上集成了CPU，RAM瓜OM、定時(shí)器計(jì)數(shù)器和IO接口等單元

7、的微控制芯片，廣泛應(yīng)用在各種控制系統(tǒng)，主要以美國(guó)INTEL公司生產(chǎn)的MCS51和MCS96兩大系列為代表。在超聲波發(fā)生器中，單片機(jī)主要用作數(shù)據(jù)采集和運(yùn)算處理、電壓電流調(diào)節(jié)、PWM信號(hào)生成、系統(tǒng)狀態(tài)監(jiān)控和故障自我診斷等，作為整個(gè)電路的主控芯片運(yùn)行，完成多種綜合功能。配合DA轉(zhuǎn)換器和IGBT功率模塊實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制。另外，單片機(jī)還具有對(duì)過(guò)流，過(guò)熱、欠壓等情況的中斷保護(hù)以及監(jiān)控功能。 單片機(jī)控制克服了模擬電路的固有缺陷，通過(guò)數(shù)字化控制方法，得到高精度、高穩(wěn)定度的控制特性，可實(shí)現(xiàn)靈活多樣的控制功能。但是，單片機(jī)的工作頻率與控制精度是一對(duì)矛盾，處理速度也很難滿(mǎn)足高頻電路的要求，這就使人們尋求功能更強(qiáng)芯片的幫

8、助，于是UC3875應(yīng)運(yùn)而生。 (2)采用UC3875控制 UC3875芯片作為控制電路的2KW移相控制全橋變換（PSC FB ZVS-PWM）軟開(kāi)關(guān)電源，由于開(kāi)關(guān)管在ZVS條件下運(yùn)行，可實(shí)現(xiàn)高頻化，而且控制簡(jiǎn)單，性能可靠，適用于大功率場(chǎng)合。且能保持恒頻運(yùn)行，就不會(huì)同時(shí)出現(xiàn)大電壓、大電流，減少了開(kāi)關(guān)所受的應(yīng)力，實(shí)現(xiàn)了高效化。大大減小了電源的體積。 (3)采用FPGA控制 FPGA屬于可重構(gòu)器件，其內(nèi)部邏輯功能可以根據(jù)需要任意設(shè)定，具有集成度高、處理速度快、效率高等優(yōu)點(diǎn)。其結(jié)構(gòu)主要分為三部分：可編程邏輯塊、可編程IO模塊、可編程內(nèi)部連線(xiàn)。由于FPGA的集成度非常大，一片F(xiàn)PGA少則幾千個(gè)等效門(mén)，

9、多則幾萬(wàn)或幾十萬(wàn)個(gè)等效門(mén)，所以一片F(xiàn)PGA就可以實(shí)現(xiàn)非常復(fù)雜的邏輯，替代多塊集成電路和分立元件組成的電路。它借助于硬件描述語(yǔ)言來(lái)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)，采用三個(gè)層次 (行為描述、PJL描述、門(mén)級(jí)描述)的硬件描述和自上至下(從系統(tǒng)功能描述開(kāi)始)的設(shè)計(jì)風(fēng)格，能對(duì)三個(gè)層次的描述進(jìn)行混合仿真，從而可以方便地進(jìn)行數(shù)字電路設(shè)計(jì)，在可靠性、體積、成本上具有相當(dāng)優(yōu)勢(shì)。比較而言，DSP適合取樣速率低和軟件復(fù)雜程度少時(shí)，F(xiàn)PGA更有優(yōu)勢(shì)。12本文的研究背景及主要工作 20世紀(jì)60年代初，我國(guó)開(kāi)始研制各種超聲波清洗機(jī)的功率電源，到目前為止，我國(guó)的超聲電源也經(jīng)歷了電子管、晶閘管、晶體管、VMOS和IGBT的發(fā)展過(guò)程。20世紀(jì)

10、70年代電子管組成的超聲波電源電能利用率低、電源成本高、體積大。20世紀(jì)70年代到80年代初，晶閘管超聲波電源開(kāi)始投入使用。晶閘管電源與電子管電源相比較有了很大提高，體積和重量有所下降，但由于受到開(kāi)關(guān)速度的限制和晶閘管開(kāi)關(guān)特性的影響，電源頻率在20kHz以下，工作效率較低。 為了克服上述電源的不足，人們開(kāi)始研制和使用VMOS電源。VMOS電源開(kāi)關(guān)速度高、驅(qū)動(dòng)功率小。但是由于管子的制造工藝結(jié)構(gòu)限制，單管的導(dǎo)通電流較小，耐壓較低，抗電流和電壓沖擊能力較差。晶體三極管的驅(qū)動(dòng)功率較大，但采用大功率復(fù)合三極管，開(kāi)關(guān)速度會(huì)大大降低，這種復(fù)合三極管一般也只能在20kHz以下使用。因此，VMOS管和晶體三極管

11、一般適用于小功率超聲波電源。綜上所述，超聲波電源需要一種開(kāi)關(guān)速度快，導(dǎo)通電流大、耐壓高、抗沖擊能力強(qiáng)、驅(qū)動(dòng)功率小的新型功率器件。同時(shí)，隨著微電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、自動(dòng)控制理論和電力電子技術(shù)的發(fā)展，超聲波電源需要一種功率大、頻率高、成本低、智能化等系列超聲波電源。今后，超聲波電源的發(fā)展趨勢(shì)主要有以下幾個(gè)方面： (1)大功率，高頻化。隨著功率器件MOSFET、IGBT、MCT、IGCT的發(fā)展，將來(lái)的超聲波電源必將朝著大功率和高頻率相統(tǒng)一的方向發(fā)展。 (2)低損耗、高功率因數(shù)。隨著功率器件的發(fā)展，再加上驅(qū)動(dòng)電路的不斷完善和優(yōu)化，使得整個(gè)裝置的損耗明顯降低，而且隨著對(duì)電網(wǎng)無(wú)功要求的提高，具有高功率因數(shù)

12、的電源是今后的發(fā)展趨勢(shì)。 (3)智能化、復(fù)合化。隨著超聲波電源自動(dòng)化控制程度及對(duì)電源可靠性要求的提高，超聲波電源正向自動(dòng)化控制方向發(fā)展，具有計(jì)算機(jī)智能接口的全數(shù)字化超聲波電源成為下一代發(fā)展目標(biāo)。 本文就是在傳統(tǒng)超聲波電源的基礎(chǔ)上，提出研究基于UC3875控制的大功率、高頻率、低損耗、高功率因數(shù)的超聲波電源，使其實(shí)現(xiàn)功率可調(diào)、頻率自動(dòng)跟蹤等功能。文中超聲波清洗機(jī)電源要求達(dá)到的技術(shù)指標(biāo)為： (1)功率可調(diào)范圍2000W一5000W，最大功率為5000W； (2)頻率25KHz-35KHz(實(shí)際是在一個(gè)較窄的范圍內(nèi)工作)； (3)頻率自動(dòng)跟蹤，功率自動(dòng)匹配； (4)具有過(guò)流、過(guò)壓、過(guò)溫自動(dòng)保護(hù)； 本

13、文按照超聲波電源的方案比較、主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、頻率跟蹤控制、功率穩(wěn)定控制、驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路、實(shí)驗(yàn)結(jié)果共六部分進(jìn)行編排： (1)超聲波電源方案比較部分，對(duì)整流單元方案、逆變電路拓?fù)浞桨?、功率控制方案進(jìn)行了分析，分別選定了不控整流、串聯(lián)諧振逆變電路和不控整流斬波調(diào)功控制方案。 （2）在逆變器控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，利用UC3875實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)死區(qū)寬度，采用集成鎖相環(huán)CD4046進(jìn)行負(fù)載的頻率跟蹤，實(shí)現(xiàn)基于數(shù)字信號(hào)處理UC3875的最佳死區(qū)頻率跟蹤系統(tǒng)，最后給出了硬件和軟件實(shí)現(xiàn)方案。 (3)研究不控整流加斬波器控制功率的方法，把功率控制轉(zhuǎn)化為BUCK變換器的控制，確定閉環(huán)控制方案，并針對(duì)具體問(wèn)題在閉環(huán)控制系統(tǒng)的控

14、制算法中引入了模糊控制，給出了實(shí)現(xiàn)方案和軟件流程圖。 （4）研究超聲波電源與超聲波換能器匹配電路的原理，設(shè)計(jì)主功率高頻變壓器和匹配電感器。 (5)研究超聲波電源中的驅(qū)動(dòng)電路及保護(hù)電路，確定驅(qū)動(dòng)電路的方案和保護(hù)電路的實(shí)現(xiàn)方法。 (6)根據(jù)設(shè)計(jì)結(jié)果，試制電路，測(cè)試實(shí)驗(yàn)結(jié)果，對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行驗(yàn)證。2超聲波電源系統(tǒng)超聲波電源，即超聲波功率源，是一種用于產(chǎn)生并向超聲波換能器提供超聲能量的裝置。超聲波換能將電能轉(zhuǎn)換為機(jī)械能的器件，它的各項(xiàng)參數(shù)直接決定了超聲波清洗機(jī)的性能。本章主要研究超聲波電源系統(tǒng)原理，討論超聲波電源常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，確定超聲波電源主電路方案。 21超聲波發(fā)生器的組成原理 超聲波發(fā)生器系統(tǒng)一般由整

15、流單元、功率逆變器、匹配網(wǎng)絡(luò)、反饋網(wǎng)絡(luò)、信號(hào)處理電路、驅(qū)動(dòng)電路和換能器組成，其原理如圖11所示。換能器220V 50HZ整流單元IGBT匹配網(wǎng)絡(luò)驅(qū)動(dòng)反饋網(wǎng)絡(luò)信號(hào)處理電路圖2.1超聲波發(fā)生器框圖 工作時(shí)，三相工頻交流電經(jīng)整流器整流濾波后變?yōu)槠交闹绷麟?，送入逆變器；逆變器采用電力半?dǎo)體器件(IGBT)作為開(kāi)關(guān)器件，把直流電變?yōu)樗韪哳l率的交流電；通過(guò)匹配網(wǎng)絡(luò)作用于換能器負(fù)載，使電路處于諧振狀態(tài)。采集諧振回路的電流和電壓信號(hào)，通過(guò)反饋網(wǎng)絡(luò)得到適合DSP處理的反饋信號(hào)；信號(hào)處理電路實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)功能；由UC3875的輸出信號(hào)輸入到高頻驅(qū)動(dòng)電路，作為功率管IGBT的驅(qū)動(dòng)和控制信號(hào)。 22整流單

16、元方案比較 整流單元的作用是將電網(wǎng)輸送的交流電變?yōu)橹绷麟?，為功率逆變器提供基本的電源。整流單元是通過(guò)控制半導(dǎo)體電力開(kāi)關(guān)器件的通、斷，將交流電變?yōu)橹绷麟?ACDC)的，主要有二極管不控整流、晶閘管相控整流、以及采用新型丌關(guān)器件的SPWM整流¨引。 221二極管不控整流電路 三相橋式二極管不控整流電路如圖22所示，其特點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，不需要額外的控制，成本低廉。二極管不控整流電路的輸出電壓不可調(diào)節(jié)，且與輸入電壓成固定比例關(guān)系 設(shè)輸入端線(xiàn)電壓為，那么有載時(shí)輸出端電壓平均值為。一般在輸出側(cè)采用大電容穩(wěn)壓濾波后可實(shí)現(xiàn)較為穩(wěn)定的直流電壓輸出· 圖2.2不控整流電路圖圖2.3相控整流電路圖

17、222晶閘管相控整流電路 用晶閘管組成的相控整流電路有多種形式，圖23是橋式三相晶閘管相控整流電路。在三相晶閘管相控整流電路中，設(shè)輸入端線(xiàn)電壓為，晶閘管觸發(fā)為，如果觸發(fā)角，那么輸出端電壓平均值為；如果觸發(fā)角，那么輸出端電壓平均值為。晶閘管相控整流電路的特點(diǎn)是其輸出電壓值連續(xù)可調(diào)，通過(guò)調(diào)節(jié)晶閘管的導(dǎo)通角，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)；缺點(diǎn)是當(dāng)晶閘管導(dǎo)通角很大時(shí)，即在深調(diào)壓的場(chǎng)合下，其輸出電流尖峰很高，功率因數(shù)極低，諧波分量很高、EMI很大。 223SPWM整流電路 隨著電力電子器件的飛速發(fā)展，在二十世紀(jì)七十年代，有人開(kāi)始將PWM技術(shù)引入整流領(lǐng)域，并取得了良好的效果。采用PWM整流可獲得單位功率因數(shù)和正

18、弦化輸出電流。與傳統(tǒng)的整流器相比，PWMSMR對(duì)電容、電感這類(lèi)無(wú)源濾波元件或儲(chǔ)能元件的需求大大降低，動(dòng)態(tài)性能也有很大的提高，此外其體積、重量也可以大大減少。PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可分電流型和電壓型兩大類(lèi)，目前應(yīng)用較多的為電壓型高頻PWM整流器，其拓?fù)淙鐖D2-4所示。通過(guò)對(duì)VTlVT6六個(gè)開(kāi)關(guān)器件的控制，以實(shí)現(xiàn)能量的雙向傳輸，并使輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形，實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)。 然而，SPWM整流器由于對(duì)直流側(cè)電壓利用率較低，為了實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)，需顯著提高直流母線(xiàn)電壓，通常直流母線(xiàn)上的電壓會(huì)達(dá)到800V1000V左右，進(jìn)而造成整流橋與逆變橋功率器件的電壓應(yīng)力，增加了系統(tǒng)成本；由于整流器的丌關(guān)

19、器件均處于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，故其通態(tài)損耗也很大，使系統(tǒng)的效率降低。 經(jīng)過(guò)以上對(duì)比分析可以看出，二極管不控整流電路與SPWM開(kāi)關(guān)整流電路相比較，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，不需要額外的控制電路：二極管不控整流電路與晶閘管相控整流電路相比較，提高了功率因數(shù)，減少了輸入側(cè)的EMI，且其輸出電壓值適中穩(wěn)定。所以，本文超聲波電源的整流單元采用三相二極管不控整流電路。 圖2.4三相電壓型SPWM開(kāi)關(guān)整流電路圖 23功率逆變器拓?fù)浞桨副容^ 超聲波電源的換能器工作在諧振頻率時(shí)，電路功率因數(shù)很低，為了提高功率因數(shù)，常采用連接電感器法以補(bǔ)償無(wú)功功率。根據(jù)補(bǔ)償電感與換能器的聯(lián)接方式不同，可以將逆變電路分為并聯(lián)諧振電路和串聯(lián)諧振電路兩種。下

20、面對(duì)并聯(lián)逆變電路和串聯(lián)逆變電路進(jìn)行簡(jiǎn)要分析。 231負(fù)載串聯(lián)諧振逆變器 串聯(lián)諧振逆變器，即電壓型諧振逆變器，如圖25所示。全橋串聯(lián)諧振逆變器有4個(gè)IGBT(VT1VT4)和其反并聯(lián)的快速二極管的D1D4組成4個(gè)橋臂，把橋臂l和4看作為一對(duì)，橋臂2和3看作另一對(duì)，成對(duì)的橋臂同時(shí)導(dǎo)通，兩對(duì)交替各導(dǎo)通180度。其輸入直流電壓恒定不變，輸出電壓的波形為矩形波且不受負(fù)載變化的影響。工作時(shí)，輪流觸發(fā)VT1,4和VT2，3這兩對(duì)橋臂，且使其開(kāi)關(guān)頻率與負(fù)載的固有頻率相等，R、L、C負(fù)載槽路發(fā)生諧振，輸出高頻正弦電流。串聯(lián)諧振逆變器的工作原理如圖2-6所示。 圖2-5電壓型逆變器 當(dāng)t=to時(shí)，觸發(fā)VTl，4，

21、電流從電源正端一lABVT4一電源負(fù)端流通。負(fù)載電路工作在振蕩狀態(tài)，負(fù)載電流按正弦規(guī)律變化，在totl期間，電流經(jīng)VTl，4流通，形成正半波。到tI時(shí)刻，電流下降到零，電容C上的電源極性為左正右負(fù)。此時(shí)，關(guān)斷VTl，4，觸發(fā)VT2，3，電流從電源正端vT2一B-一A一、，T3一電源負(fù)端流通。通，形成正半波。到tI時(shí)刻，電流下降到零，電容C上的電源極性為左正右負(fù)。此時(shí)，關(guān)斷VTl，4，觸發(fā)VT2，3，電流從電源正端vT2一B-一A一、，T3一電源負(fù)端流通。在tlt2期間，電流經(jīng)Vrr2，3，形成瓦負(fù)半波。在實(shí)際應(yīng)用中，上、下橋臂IGBT必須遵守先關(guān)斷后開(kāi)通的原則，一般留有死區(qū)時(shí)間毛，快速二極管D

22、IIM在IGBT關(guān)斷時(shí)，為負(fù)載振蕩電流提供續(xù)流回路，在如期間，輸出側(cè)能量通過(guò)其回饋電源。圖2-6 電壓型逆變器工作原理圖232負(fù)載并聯(lián)諧振逆變器 并聯(lián)諧振型逆變器，即電流型諧振逆變器，電路結(jié)構(gòu)如圖27所示。 圖2-7電流型逆變器其中，是整流器輸出的脈動(dòng)直流電壓，是平波電抗器，L為補(bǔ)償電感，其與換能器并聯(lián)；R和C是換能器等效阻抗。同樣，逆變器也有4個(gè)橋臂構(gòu)成，每一臂由開(kāi)關(guān)器件IGBT和與其串聯(lián)的二極管組成。由于的作用，電流為平滑電流。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)器件(VTlVT4)的控制，使直流電流而變換成高頻的交流矩形波電流輸出。為使逆變器正常工作，應(yīng)控制逆變器開(kāi)關(guān)器件的工作頻率略高于負(fù)載諧振頻率。此時(shí)負(fù)載回路

23、對(duì)輸出的高頻矩形波電流中的高次諧波電流呈現(xiàn)低阻抗，對(duì)其基波電流呈現(xiàn)高阻抗，因而使輸出電壓“B接近正弦波。并聯(lián)逆變橋的四個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)及其工作原理分別如圖28所示。圖2.8并聯(lián)諧振逆變器工作原理圖在期間，VTl，4導(dǎo)通，電流從電源正端一VTlABVT4一電源負(fù)端流通近似為恒值，負(fù)載電路工作在振蕩狀態(tài)，負(fù)載電壓按正弦規(guī)律變化·形成UA。的正半波。到l時(shí)刻，電壓下降到零，電容C上的電源極性為左正右負(fù)，此時(shí)，關(guān)斷VTl，4，觸發(fā)VT2,3。在期間，VT2，3處于導(dǎo)通狀態(tài)，電流從電源正端一VT2一B A一4一電源負(fù)端流通，電流=也，近似為恒值，電壓形成“B負(fù)半波。24功率控制方案比較 根據(jù)逆變器的

24、功率調(diào)節(jié)方式，可以將串聯(lián)諧振逆變器的調(diào)功方法分為兩種：(1)直流調(diào) 功：通過(guò)調(diào)節(jié)逆變器輸入端直流電壓的幅值來(lái)調(diào)節(jié)輸出功率，一般采用直流斬波電路或晶閘管相控整流電路來(lái)調(diào)節(jié)輸出功率；(2)逆變調(diào)功：通過(guò)調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的頻率來(lái)調(diào)節(jié)負(fù)載功率因數(shù)，或調(diào)節(jié)輸出電壓的有效值的大小(調(diào)節(jié)占空比)來(lái)實(shí)現(xiàn)功率調(diào)節(jié)。 241 功率控制方案的選擇 逆變側(cè)調(diào)功與直流調(diào)功的方法相比，可以用不控整流，使控制電路大大簡(jiǎn)化，而且輸出功率的速度比用可控整流要快。但逆變側(cè)調(diào)功這三種方法各自存在著不可忽略的缺點(diǎn)。采用晶閘管相控整流調(diào)功，整流器的功率因數(shù)會(huì)隨著整流器觸發(fā)角的變化而變化，從而使電源效率受影響。斬波調(diào)功在直流電壓下工作

25、，供電功率因數(shù)高，對(duì)電網(wǎng)的諧波干擾小；電路的工作頻率高；適用于電壓型逆變器使用，所以本文選用不控整流加斬波器的調(diào)功方式，并采用ZVSPWM軟開(kāi)關(guān)技術(shù)來(lái)降低開(kāi)關(guān)損耗。斬波電路是BUCK變換器。其電路結(jié)構(gòu)如圖214所示，其工作的基本原理為：開(kāi)通S則電源E對(duì)負(fù)載供電，關(guān)斷S后負(fù)載經(jīng)二極管D和電感續(xù)流，控制開(kāi)關(guān)管S的開(kāi)通占空比D就可以控制變換器的輸出電壓。因其輸出端電壓 總低于輸入端電壓E，故稱(chēng)為降壓變換器。不控整流加斬波器是串聯(lián)逆變電源輸出功率控制的有效方法之一。下面我們從數(shù)學(xué)平均模型上來(lái)分析，Buck的平均模型為： (1) (2) (3)將（1）（2）（3）聯(lián)立方程2.1。由21式可得BUCK變換

26、器的傳遞函數(shù)： 2.2從式25可知，調(diào)節(jié)占空比D可以調(diào)節(jié)BUCK變換器的輸出電壓，也就是調(diào)節(jié)超聲波電源逆變器的直流輸入電壓，因逆變器輸出電壓基波有效值與直流輸入電壓呈線(xiàn)性關(guān)系，進(jìn)而調(diào)節(jié)了逆變器負(fù)載端電壓和電流，即調(diào)節(jié)了輸出功率。 在這種傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)過(guò)程中，存在著較大的開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲。開(kāi)關(guān)損耗隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高而增加，使電源的效率降低，不利于開(kāi)關(guān)器件的安全工作。而且開(kāi)關(guān)噪聲給電路帶來(lái)了嚴(yán)重的磁干擾問(wèn)題，影響周邊電子設(shè)備的正常工作。 圖2.9降壓斬波電路圖圖2.10 ZVZCS P刪降壓斬波電路圖 在原來(lái)的開(kāi)關(guān)電路基礎(chǔ)上增加很小的電感、電容、二極管以及輔助開(kāi)關(guān)管等元件,可以使電路中的開(kāi)關(guān)器件在開(kāi)

27、通前電壓先降為零，或關(guān)斷前電流先降為零，可以減小或消除在開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓、電流的重疊，降低它們的變化率，從而大大減d,Y開(kāi)關(guān)損耗和噪聲，這樣的電路就是軟開(kāi)關(guān)電路。軟開(kāi)關(guān)電路種類(lèi)繁多，層出不窮，本文選用一種新型的ZV-ZCSPWM電路，其電路構(gòu)成如圖215所示。 與傳統(tǒng)的BUCK變換器相比較，增加了一個(gè)電容，兩個(gè)二極管，一個(gè)電感以及一個(gè)開(kāi)關(guān)管。該ZV-ZCS電路，其輔助開(kāi)關(guān)S。是在零電流下開(kāi)通，近似零電壓下關(guān)斷，主開(kāi)關(guān)S是在零電流條件下開(kāi)通，零電壓條件下關(guān)斷。二極管也都是在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)下開(kāi)關(guān)，各元件所受應(yīng)力都比較小。 25主電路的設(shè)計(jì) 251主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的確定 本章概括的介紹了超聲波電源主電路的拓

28、撲結(jié)構(gòu)，分別對(duì)整流環(huán)節(jié)、濾波環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)進(jìn)行了對(duì)比分析介紹。通過(guò)對(duì)各種電路拓?fù)溥M(jìn)行結(jié)構(gòu)復(fù)雜度、性能及成本上的綜合比較，文中確定超聲波電源等效主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖216所示，主電路由三相不控整流橋、軟開(kāi)關(guān)BUCK斬波器、電壓型串聯(lián)諧振逆變器和負(fù)載匹配電路四個(gè)部分組成。斬波器和逆變器中的開(kāi)關(guān)器件采用新型電力電子器件IGBT。三相交流電經(jīng)橋式不控整流整成脈動(dòng)的直流電壓，在經(jīng)過(guò)電容“對(duì)直流電壓平滑濾波后，該電壓被輸出到有源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)BUCK斬波器進(jìn)行斬波功率調(diào)節(jié)，為減小電網(wǎng)電流的脈動(dòng)和平滑輸出的直流電壓，斬波器一般接入由電抗和電容Cl組成的低通濾波器。 圖2.11超聲波電源主電路結(jié)構(gòu)圖252主電路的參

29、數(shù)計(jì)算 設(shè)計(jì)的串聯(lián)諧振超聲波電源基本參數(shù)為： (1)超聲波電源輸出在換能器上功率R為2000W-5000W，最大值為5000W。 (2)超聲波電源換能器的靜態(tài)諧振頻率約為28 KHz，斬波器的斬波頻率28 KHz。 (3)輸入電源：，3相，相電壓有效值為220V，線(xiàn)電壓有效值380V。 (4)設(shè)整流器、斬波器、逆變器、匹配電壓器的效率依次為=90，=90，=90， =95· 分別對(duì)主電路進(jìn)行計(jì)算，并根據(jù)目標(biāo)需要對(duì)元件進(jìn)行選型。 (1)整流部分的計(jì)算和選型 三相不控整流輸出電壓： (相電壓班有效值220V) 23 整流器的輸出功率為 24整流器的輸出電流： 2. 5 整流二極管所承受的

30、正反向電壓最大值為三相交流電網(wǎng)線(xiàn)電壓的峰值，實(shí)際應(yīng)用中需要考慮到電網(wǎng)電壓的波動(dòng)及各類(lèi)浪涌電壓的影響，因此需要留有一定的安全裕量，一般取為峰值電壓的23倍， 2. 6 流過(guò)二極管的電流有效值： 2. 7一定的安全裕量，可求得整流二極管的額定正向均電流為： 2. 8所以，可取二極管的耐壓為1200V20A的整流二極管。 (2)濾波電解電容G的選取 空載直流電壓為540V，有負(fù)載時(shí)直流電壓約降為10，約U=60V,所以，電解電容C為5000uF600V。 (3)斬波器開(kāi)關(guān)管和主續(xù)流二極管DF的選取斬波器主開(kāi)關(guān)管S流過(guò)的最大電流為整流器輸出最大電流1274A，承受的電壓為 續(xù)流二極管。輔助開(kāi)關(guān)管Sa選

31、取與主開(kāi)關(guān)相同型號(hào)IGBT。 (4)逆變器部分的計(jì)算和器件選型 主開(kāi)關(guān)器件IGBT的參數(shù)確定：IGBT所承受的正向電壓值就是前端斬波器的輸出電壓以=U·D(D為斬波器開(kāi)關(guān)管的占空比，從安全考慮取值為1)，實(shí)際應(yīng)用中留有 一定的安全裕量，一般為23，所以IGBT的額定電壓為； 2.9 所以，我們選額定電壓為1200V的IGBT。逆變器輸出電壓的傅立葉級(jí)數(shù)變換式為： 2.10基波分量有效值最大為： 2.11負(fù)載諧振時(shí)，高次諧波的阻抗較大，它們的輸出功率可以忽略不計(jì)，整個(gè)逆變器的輸出 功率可以認(rèn)為是基波分量的功率，即： 2.12由于超聲波電源的負(fù)載處于諧振狀態(tài)，功率因數(shù)較大，這里取值為09

32、5，基波電流值為： 2.13最大值： 2.14選取IGBT型號(hào)時(shí)，我們耿流過(guò)IGBT電流最大值的兩倍計(jì)算，即： 2.15所以我們選用型號(hào)為1200V40A的IGBT。 3 逆變器控制系統(tǒng)設(shè)計(jì) 31鎖相環(huán)頻率自動(dòng)跟蹤 超聲波電源輸出電信號(hào)頻率與換能器諧振頻率就存在差異，使得電路效率降低。對(duì)高頻逆變器而言，為了解決頻率漂移問(wèn)題，保證逆變器件可靠換流和電源工作在較高的功率因數(shù)，以獲得最佳的電聲效率，逆變輸出頻率需要隨著負(fù)載頻率的變化而變化，使逆變器輸出頻率總是等于負(fù)載頻率，也就是說(shuō)控制電路必須具有頻率跟蹤的功能。 實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤的方法很多，最簡(jiǎn)單的是人工調(diào)節(jié)。這種方法在早期他激式超聲波清洗機(jī)中得到了廣

33、泛的應(yīng)用。目前市場(chǎng)上還有這類(lèi)清洗機(jī)在銷(xiāo)售。但是，它的缺點(diǎn)也非常明顯，即它的頻率不能實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤，而且頻率的調(diào)節(jié)需要人工干預(yù)，常常影響清洗效果。為了適應(yīng)超聲技術(shù)的各種實(shí)際應(yīng)用，人們?cè)O(shè)計(jì)了自激式超聲波發(fā)生器。自激式超聲波清洗機(jī)有兩種頻率跟蹤方案，即聲跟蹤和電跟蹤方案。它們都是采用反饋的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤，反饋強(qiáng)度常常隨換能器參數(shù)發(fā)生變化，反饋信號(hào)的強(qiáng)度很難控制。當(dāng)反饋 信號(hào)過(guò)強(qiáng)時(shí)，會(huì)使系統(tǒng)的工作頻率偏離設(shè)計(jì)值，而當(dāng)反饋信號(hào)處于臨界值或臨界值以下時(shí)，又會(huì)容易使系統(tǒng)停振。因此，這兩類(lèi)自激式方案只適用于換能器或換能器陣列總頻帶較寬，并且在工作中參數(shù)變化不大的超聲波清洗機(jī)。隨著鎖相技術(shù)的發(fā)展與廣泛應(yīng)用，人

34、們又發(fā)展了采用鎖相環(huán)技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤的方法。 鎖相環(huán)(PLL)I艉-種反饋控制系統(tǒng)，又是一種閉環(huán)跟蹤系統(tǒng)。它是使輸出信號(hào)(由振蕩器產(chǎn)生)與參考信號(hào)(即輸入信號(hào))在相位與頻率上同步的一種電路。同步狀態(tài)稱(chēng)為鎖定，在此狀態(tài)下振蕩器的輸出信號(hào)與參考信號(hào)之間的相位誤差是零或者非常小。如果存在相位差，通過(guò)控制電路作用與振蕩器的方式使相位誤差再次降為最小值。PLL鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LPF)和壓控振蕩器(VCo)三個(gè)基本部分組成，如圖31所示。 壓控振蕩器VCO環(huán)路濾波器LPF輸入信號(hào)鑒相器PD 輸出信號(hào)1/N圖3.1鎖相環(huán)PLL組成方框圖 鑒相器是相位比較裝置，它把輸入信號(hào)和壓控振蕩器的輸出信號(hào)

35、的相位進(jìn)行比較，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于相位差的誤差電壓。 鑒相器之后為環(huán)路濾波器，它的作用是濾除鑒相器的輸出信號(hào)中的高頻分量和噪聲，以保證環(huán)路所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 壓控振蕩器受濾波器輸出的電壓控制，使得壓控振蕩器的頻率向輸入信號(hào)的頻率靠攏，也就是使差拍頻率越來(lái)越低，直至消除頻率差而鎖定。 鎖相環(huán)在開(kāi)始工作時(shí)，通常輸入信號(hào)的頻率與壓控振蕩器未加控制電壓時(shí)的振蕩頻率是不同的。由于兩信號(hào)之間存在固有的頻率差，它們之間的相位差勢(shì)必不斷的變化,并超過(guò)2石，而鑒相器的特性是以相位差2萬(wàn)為周期的，結(jié)果鑒相器輸出的誤差電壓就在一定范圍內(nèi)擺動(dòng)。在這種誤差電壓控制之下，壓控振蕩器的頻率也就在相應(yīng)的范圍之內(nèi)變化。若

36、壓控振蕩器的頻率能夠變化到與輸入信號(hào)頻率相等，便有可能在這個(gè)頻率上穩(wěn)定下來(lái)。達(dá)到穩(wěn)定之后，輸入信號(hào)與壓控振蕩器輸出信號(hào)之間的頻差為零，相位不再隨時(shí)間變化，誤差電壓為一固定值，這時(shí)環(huán)路就進(jìn)入鎖定狀態(tài)。 目前，鎖相式頻率自動(dòng)跟蹤系統(tǒng)的鎖相環(huán)路有許多專(zhuān)用集成電路，集成鎖相式頻率自動(dòng)跟蹤系統(tǒng)具有如下特點(diǎn)： (1)由于鎖相環(huán)是一個(gè)極好的帶通濾波器，因此，不會(huì)產(chǎn)生系統(tǒng)誤差到非諧振的其它頻率之上； (2)頻率自動(dòng)跟蹤系統(tǒng)的控制信號(hào)與取樣的電壓、電流波形的好壞，關(guān)系并不大； (3)輸出功率相對(duì)較穩(wěn)定，不會(huì)因?yàn)樨?fù)載的變化而發(fā)生顯著變化； (4)由于控制系統(tǒng)工作在小信號(hào)狀態(tài)下，所以能長(zhǎng)時(shí)間連續(xù)地工作。超聲波電源中

37、鎖相式頻率自動(dòng)跟蹤系統(tǒng)電路框圖如圖3-2所示。 圖3.2超聲波電源頻率跟蹤電路結(jié)構(gòu)框圖 由圖32可知，超聲波電源中鎖相式頻率自動(dòng)跟蹤系統(tǒng)由相位比較器、電壓比較器低通濾波器、壓控振蕩器、激勵(lì)放大器，功率放大器、電流取樣及電壓取樣等組成，是一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)，它利用了術(shù)級(jí)換能器上的電壓和電流之問(wèn)的相位差，經(jīng)相位比較后，獲得相位誤差信號(hào)，再經(jīng)低通濾波之后，去控制壓控振蕩器的輸出信號(hào)的頻率，使之保持與振動(dòng)系統(tǒng)機(jī)械諧振頻率一致，本文中鎖相式頻率跟蹤系統(tǒng)采用集成鎖相環(huán)CD4046。 3. 2鎖相環(huán)CD4046結(jié)構(gòu)及其數(shù)學(xué)模型3.2.1CD4046內(nèi)部結(jié)構(gòu)和外圍器件選擇 用集成鎖相環(huán)CD4046來(lái)實(shí)現(xiàn)超聲波電源逆

38、變控制單元頻率跟蹤和相位鎖定這兩種源極跟隨器、運(yùn)算放大器和一個(gè)5V左右的齊納二極管共六部分電路組成。鑒相器PDI 采用“異或一門(mén)結(jié)構(gòu)，當(dāng)兩個(gè)輸入端信號(hào)的電平狀態(tài)相異時(shí)，輸出端信號(hào)為高電平；反之，兩個(gè)輸人端電平狀態(tài)相同時(shí)，輸出為低電平。當(dāng)兩個(gè)輸入端相位差在范圍內(nèi)變化時(shí)輸出脈沖的占空比亦在改變。從鑒相器PDI的輸入和輸出信號(hào)的波形可知，其輸出信號(hào)的頻率等于輸入信號(hào)頻率的兩倍，并且與兩個(gè)輸入信號(hào)之間的中心頻率保持90度相移。 圖3.3鎖相環(huán)CD4046結(jié)構(gòu)圖 CD4046提供數(shù)字誤差信號(hào)和相位脈沖(鎖定信號(hào))兩種輸出，當(dāng)達(dá)到鎖定時(shí)，在鑒相器PDII的兩個(gè)輸入信號(hào)之間保持oo相移。對(duì)鑒相器PDII而言

39、，當(dāng)14腳的輸入信號(hào)比3腳的比較信號(hào)頻率低時(shí)，輸出為邏輯“0；反之則輸出為邏輯“1。如果兩信號(hào)的頻率相同而相位不同，當(dāng)輸入信號(hào)的相位滯后于比較信號(hào)時(shí)，鑒相器PDII輸出為正脈沖，反之當(dāng)輸入信號(hào)相位超前比較信號(hào)時(shí)，則輸出為負(fù)脈沖。在這兩種情況下，從1腳都有與上述正、負(fù)脈沖寬度的負(fù)脈沖產(chǎn)生。從鑒相器PDII輸出的正、負(fù)脈沖寬度均等于兩個(gè)輸入脈沖上升沿之間的相位差。而當(dāng)兩個(gè)輸入脈沖的頻率和相位均相同時(shí)，鑒相器PDII的輸出為高阻態(tài)，則l腳輸出為高電平。由此可見(jiàn)，從l腳輸出信號(hào)是負(fù)脈沖還是固定高電平就可以判斷兩個(gè)輸入信號(hào)的情況了。 綜上所述，CD4046工作原理如下：輸入信號(hào)從14腳輸入后，經(jīng)放大器A

40、I進(jìn)行放從3腳輸入的比較信號(hào)與輸入信號(hào)作相位比較，從相位比較器輸出的誤差電壓則反映出兩者的相位差。誤差電壓經(jīng)環(huán)路濾波器后得到一控制電壓加至壓控振蕩器VCO的輸入端9腳，調(diào)整VCO的振蕩頻率，使其迅速逼近輸出信號(hào)頻率。VCO的輸出又經(jīng)除法器再進(jìn)入鑒相器PDI，繼續(xù)與輸入信號(hào)進(jìn)行相位比較，最后使得VCO的輸出振蕩頻率與輸入信號(hào)頻率相同，兩者的相位差為一定值，實(shí)現(xiàn)了相位鎖定。若開(kāi)關(guān)撥至13腳，則鑒相器PDII工作，過(guò)程與上述相同。 一般情況下，CD4046工作時(shí)需要接外圍元器件CI、尺I和惑，它們決定了壓控振蕩器VCO的中心頻率石。在圖3-3中，若只外接電阻Rl，不接恐，當(dāng)輸入電壓為零時(shí)，VCO輸出

41、最低頻率，其值為零；當(dāng)輸入電壓為D時(shí)，VCO則輸出最高頻率，其值為： 3. 1 上式中RI應(yīng)在lO陋至1MQ之間選取。如果對(duì)VCO輸入頻率范圍有要求，則需要同時(shí)使用外接電阻Rl和恐，當(dāng)輸入電壓為零時(shí)，VCO輸出最低頻率： 3. 2輸入電壓為D時(shí)，VCO輸出最高頻率： 3. 3 用電位器微調(diào)Rl和尺2的值，就可以得到所需頻率的設(shè)計(jì)范圍。CD4046的外圍部件選擇下述范圍為宜： 3. 4 3.2.2 CD4046的數(shù)學(xué)模型及性能分析 因?yàn)殍b相器PDI會(huì)鎖定在壓控振蕩器的諧波上，所以這里我們選用鑒相器PDII LPF和VCO的傳遞函數(shù)，H似表示反饋通道的傳 設(shè)GI(s)，62(J)，63(s)分別表

42、示PDII遞函數(shù)，那么在圖31中鎖相環(huán)的開(kāi)環(huán)傳函表示為： GP(s)=GI(s)·G2(s)。G3(s) 3. 5 鑒相器PDII的傳遞函數(shù)可寫(xiě)為： 3. 6式中，腸是鑒相器的增益，鑒相器的輸出信號(hào)和相位誤差的變化范圍分別為和 壓控振蕩器VCO的傳遞函數(shù)為： (是VCO的增益) 3. 7 環(huán)路濾波器常用的有RC積分濾波器、無(wú)源比例積分型以及有源比例積分型濾波器，本文選用RC滯后型積分濾波器， 設(shè)反饋傳遞函數(shù)H(s)=IN,鎖相環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)和閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為： 3. 8 3. 9 其傳遞函數(shù)為： 3.10 其中NT>O，N>O，KdKo>o，根據(jù)勞斯赫爾維茨判據(jù)

43、可以知道，該系統(tǒng)穩(wěn)定。誤差傳遞函數(shù)： 3.11 接下來(lái)分析穩(wěn)態(tài)誤差，當(dāng)輸入是幅值為A0的相位階躍時(shí)，則輸入信號(hào)的拉氏變換為： 3.12根據(jù)終值定理可得： 3.13 當(dāng)輸入為頻率階躍時(shí)，設(shè)其幅值為國(guó)，此時(shí)其輸入相位為61(t)=tA07，其拉氏變換為： 3.14根據(jù)終值定理可得： 3.15 超聲波電源中換能器參數(shù)變化很慢，一般只存在相位階躍和頻率階躍兩種情況，通常遠(yuǎn)大于，所以采用滯后性LPF的穩(wěn)態(tài)誤差很小，系統(tǒng)穩(wěn)定。 33死區(qū)寬度對(duì)逆變器性能的影響 33I死區(qū)處于不同位置時(shí)對(duì)逆變器性能的影響 對(duì)串聯(lián)型高頻超聲波電源，為了避免上下橋臂直通短路，在兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間需留有一定的死區(qū)時(shí)間，死區(qū)時(shí)間的位置

44、和大小跟器件的開(kāi)關(guān)損耗、逆變器運(yùn)行性能以及負(fù)等效參數(shù)密切相關(guān)。 對(duì)于圖25所示的串聯(lián)諧振逆變器，首先分析一下死區(qū)處于不同位置時(shí)對(duì)逆變器性能的影響。圖34示出了串聯(lián)諧振逆變器開(kāi)關(guān)管死區(qū)位置，圖中正弦波波槽路電流，矩形波為驅(qū)動(dòng)信號(hào)。（a）（c）圖3.4死區(qū)的3種不同位置 驅(qū)動(dòng)脈沖在電流過(guò)零點(diǎn)處開(kāi)通，在電流快過(guò)零時(shí)關(guān)斷工作過(guò)程如下：VTl，yr4導(dǎo)過(guò)關(guān)斷延遲時(shí)間，然后VTl，V，r4的兩端電壓開(kāi)始上升，伴隨此過(guò)程，CI，C4上的電壓上升，C2c3上的電壓開(kāi)始下降。實(shí)際上，負(fù)載電壓在此過(guò)程會(huì)隨之變化，待1，VT4線(xiàn)雜散電感釋放儲(chǔ)能，從而在VTl，VT4上產(chǎn)生尖峰電壓。經(jīng)過(guò)以上過(guò)程，l，VT4可靠關(guān)斷，

45、而負(fù)載電流仍未過(guò)零，Q，c3會(huì)分別以沈的電流對(duì)Cl，c4放電，伴隨此過(guò) 程，負(fù)載上的電壓開(kāi)始反向上升，即開(kāi)始變?yōu)樽筘?fù)右正，待C2，c3放電結(jié)束后，Cl，c4上的電壓為，即vTl，VT4上承受的電壓分別是逆變器輸入端電壓，負(fù)載上的電壓也為，方向左負(fù)右正。此時(shí)vT2，vT3為零電壓開(kāi)通。即使此時(shí)負(fù)載電流還未過(guò)零，和槽路電流是同相的，因此對(duì)電路的性能不會(huì)有太大的影響。 驅(qū)動(dòng)脈沖在電流快過(guò)零時(shí)開(kāi)通，在電流過(guò)零點(diǎn)處關(guān)斷工作過(guò)程如下：VTl，vr4導(dǎo)及D4VT32將分別產(chǎn)生瞬間短路，由于續(xù)流二極管的反向恢復(fù)電流經(jīng)歷了由零增到最大和由最大減小為零的過(guò)程，而V他，VT3的電流逐漸增大，因此短路電流是不斷變化的

46、，身短路放電，實(shí)際上當(dāng)它們的充放電過(guò)程結(jié)束時(shí)，VT2，VT3己完全開(kāi)通。該方式中，逆 變器的輸出電壓可能會(huì)存在-4'段時(shí)間電壓為零的情況，同時(shí)因二極管反向恢復(fù)電流，以及輸出電容經(jīng)管子本身短路等因素可能會(huì)引起電路中的雜散參數(shù)產(chǎn)生振蕩，所以該方式下逆變器的輸出電壓會(huì)出現(xiàn)比前者大的電壓尖峰和振蕩。 驅(qū)動(dòng)脈沖在電流快過(guò)零點(diǎn)時(shí)開(kāi)通，在電流快過(guò)零時(shí)關(guān)斷工作過(guò)程如下：與(a)圖中的情況相同。經(jīng)過(guò)以上過(guò)程，vTl，VT4己可靠關(guān)斷，若負(fù)載電流還未過(guò)零，則Q，c3放電，Cl，C4充電，負(fù)載上的電壓反向上升，并經(jīng)D2，D3續(xù)流。若負(fù)載電流已過(guò) 零則直接進(jìn)入階段。負(fù)載電流方向改變，若經(jīng)歷了階段，則cl，Q分

47、別經(jīng)c3，D3 和G,ih(此時(shí)，D2D3流過(guò)的為反向恢復(fù)電流)形成的兩個(gè)環(huán)路放電。若未經(jīng)過(guò)階段脈沖到來(lái)時(shí)，G，Q再次對(duì)a，C：I放電，而Dl，D4又存在了反向恢復(fù)電流。 由上面分析可知，若在C3，G放電結(jié)束時(shí)，負(fù)載電流恰好過(guò)零，此時(shí)開(kāi)通V睨，VT3 為最佳時(shí)刻。若在電流過(guò)零后仍未開(kāi)通VT2，VT3，則負(fù)載電流會(huì)經(jīng)DI，D續(xù)流，而負(fù)載 端電壓也會(huì)重新變?yōu)樽笳邑?fù)，大小等于，VT2，vr3的輸出電容也會(huì)重新被充電為 。在這種情況下開(kāi)通vrr2”3，則負(fù)載電壓會(huì)重新變?yōu)樽筘?fù)右正，而C3，c會(huì)經(jīng)流尖峰，故應(yīng)保證在電流過(guò)零前開(kāi)通VT2，VT3，亦即整個(gè)換流過(guò)程應(yīng)發(fā)生在電流過(guò)零前。 332最佳死區(qū)時(shí)間的

48、選擇 如果器件為理想開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)過(guò)程可在瞬間完成，則不存在關(guān)斷損耗，但實(shí)際上關(guān)斷需要一段時(shí)間。如圖35所示關(guān)斷時(shí)的理論波形，因關(guān)斷時(shí)IGBT集電極與發(fā)射極之間的電壓比上升過(guò)程和集電極電流厶下降過(guò)程存在重疊時(shí)間，導(dǎo)致其功率管IGBT存在關(guān)斷損耗。對(duì)于關(guān)斷時(shí)間，每種具體型號(hào)的管子都已經(jīng)給出了具體參數(shù)。 圖3.5 功率管IGBT關(guān)斷過(guò)程波形圖 由前述分析可知，為防止橋臂直通短路，要遵循先關(guān)斷后開(kāi)通的原則，因此一個(gè)合理的死區(qū)首先應(yīng)包含器件的關(guān)斷時(shí)間。此外，當(dāng)l，VT4可靠關(guān)斷后，橋臂上功率IGBT本身短路放電，而輸出電容與IGBT內(nèi)部引線(xiàn)電感可能會(huì)發(fā)生諧振，從而產(chǎn)生電壓和電流尖峰。為了避免這種現(xiàn)象的發(fā)生

49、，需待輸出電容放電結(jié)束后方可開(kāi)通另一對(duì)管子?？梢?jiàn)，一個(gè)最佳的死區(qū)時(shí)間應(yīng)為器件關(guān)斷時(shí)間和輸出電容放電時(shí)間之和。 所以，死區(qū)時(shí)間起點(diǎn)位于電流快要過(guò)零，而結(jié)束點(diǎn)恰好位于電流過(guò)零點(diǎn)為最佳，最佳死區(qū)時(shí)間應(yīng)為IGBT關(guān)斷時(shí)間和輸出電容放電時(shí)間之和： 34逆變控制系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn) 超聲波電源中控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖3-6所示： 從圖中可以看出，槽路電流毛作為頻率跟蹤基準(zhǔn)信號(hào)，用捕獲單元CAP捕獲時(shí)間，由于CAP中斷優(yōu)先級(jí)太低，故信號(hào)再連接中斷優(yōu)先級(jí)較高的XlNT2，當(dāng)中斷發(fā)生時(shí)，讀取CAP，進(jìn)行DPLL運(yùn)算，運(yùn)算中通過(guò)IO讀取信號(hào)進(jìn)行干擾處理。系統(tǒng)保護(hù)有軟硬件共同實(shí)現(xiàn)，當(dāng)保護(hù)發(fā)生時(shí)，給逆變驅(qū)動(dòng)電路發(fā)出封鎖

50、脈沖命令。同時(shí)，電路產(chǎn)生保護(hù)措施進(jìn)一步處理。所示，圖中利用霍爾電流傳感器，高速比較器，集成鎖相環(huán)CD4046來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤鎖相環(huán)與UC3875、數(shù)字邏輯芯片相結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)在線(xiàn)死區(qū)調(diào)節(jié)。 選擇槽路電流信號(hào)作為鎖相環(huán)的輸入信號(hào)，快速比較器MAX901起波形變換的作用，它將霍爾電流傳感器送來(lái)的負(fù)載正弦電流變化為方波信號(hào)作為CD4046的參考輸入，只要負(fù)載諧振頻率的變化范圍在鎖相環(huán)的跟蹤范圍之內(nèi)，就保證能實(shí)現(xiàn)自動(dòng)跟蹤。 CD4046的13引腳與9引腳問(wèn)所接的低通濾波器，其時(shí)間常數(shù)限制了系統(tǒng)跟蹤輸入 信號(hào)頻率的速度，同時(shí)也限SOT捕捉范圍。如果時(shí)間常數(shù)過(guò)大，會(huì)使環(huán)路跟蹤在較快變 化的輸入頻率時(shí)引起過(guò)度的延

51、遲；而過(guò)小，會(huì)引起壓控振蕩器輸出頻率的反常變化，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，本文選取的尺=10K，C=O1uF。因此鎖相環(huán)實(shí)際輸出信號(hào)的頻率是負(fù)載頻率的2倍。此信號(hào)分兩路，一路到信號(hào)，然后輸入CD4013，這樣經(jīng)過(guò)如圖3-6所示的數(shù)字邏輯運(yùn)算，就可以得到帶有死區(qū)時(shí)間的兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，把這兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，輸入到IR2110進(jìn)行驅(qū)動(dòng)功率管IGBT。其中，死區(qū)時(shí)間的大小，就是UC3875控制后的得到的信號(hào) 。圖3.6 控制系統(tǒng)電路圖圖3.7 控制系統(tǒng)波形圖 該控制系統(tǒng)中各點(diǎn)波形分析如圖38所示，為鎖相環(huán)CD4046輸出信號(hào)，為DSP環(huán)節(jié)輸出信號(hào)，改變相對(duì)于上升沿的延遲時(shí)間，就可改變死區(qū)寬度。在實(shí)際電路中，電流采樣，鎖相跟蹤，隔離驅(qū)動(dòng)等都需要時(shí)間，這將引起驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后電流信號(hào)一個(gè)角度，因此必須加相位補(bǔ)償電路。本文利用CD4046鎖相環(huán)中PDII的特點(diǎn)，在比較器 MAX901的負(fù)相端接一偏置電壓，使得輸出信號(hào)上升沿提前厶r時(shí)間，調(diào)節(jié)電位器即可調(diào)節(jié)4r的值。IR2100，驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件IGBT。 341采樣模塊與外圍電路設(shè)計(jì) (1)電流電壓采樣電路 根據(jù)對(duì)逆變控制電路的要求可以知道，必須要從諧振槽路選取一個(gè)頻率反饋信號(hào)給逆變控制電路進(jìn)行頻率跟蹤。本文選取槽路電流作頻率反饋信號(hào)，其采樣電路如圖3-9所示。逆變器輸出電流為正弦波，由