TV電源基本原理

1、TVTV電源原理電源原理 品質(zhì)工程部品質(zhì)工程部 林愛(ài)恩林愛(ài)恩 FEB-22-05FEB-22-05 LCDLCD TVTV電源介紹電源介紹 因液晶屏本身沒(méi)有發(fā)光功能，這就需要在液晶屏后加一個(gè)照明系統(tǒng)，該背光照明系統(tǒng)由發(fā)光部件、能使光線均勻照射在液晶表示面的導(dǎo)光板和驅(qū)動(dòng)發(fā)光部件的電源構(gòu)成。現(xiàn)在發(fā)光部件的主流為被稱作冷陰極管的螢光管。其發(fā)光原理與室內(nèi)照明用的熱陰管類似，但不需象熱陰管那樣先預(yù)熱燈絲，它在較低溫狀態(tài)就能點(diǎn)亮，因此叫冷陰極管。但要驅(qū)動(dòng)這種冷陰極管需要能輸出10001500V交流電壓的特殊電源。由于一般市用電網(wǎng)提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流電壓，而顯示器（不論是早期

2、的CRT管，還是新興的LCD顯示器，乃至LCDTV）的大部分電路是工作在低壓的條件下，所以需要在顯示器上專門配有電源電路。其作用就是將市電的交流電壓轉(zhuǎn)換成為12V的直流電壓輸出，從而向顯示器供電。由于顯示器內(nèi)部的主板上還有DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器以獲得8V/5V/3.3V/2.5V電壓，所以電源輸出的12V的直流電壓就能滿足顯示器工作的要求。鑒于此，要實(shí)現(xiàn)這一特殊的電源，就要從12V直流電壓轉(zhuǎn)換到10001500V交流電壓，這就是Inverter。而從交流電壓轉(zhuǎn)換到12V直流電壓的即為Adapter。早期，冠捷電子采用Adapter和Inverter分開的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)顯示器的供電。Adapter采用

3、的PWM IC為UC3842或UC3843、Inverter采用的PWM IC為TL1451。后來(lái)，出于Cost down的考慮，采用Adapter和Inverter一體化的方案，Adapter部分采用的PWM IC為SG6841、Inverter部分采用的PWM IC為TL1451。隨著燈管的增加及所需的功率不斷增加，Inverter部分回路的設(shè)計(jì)方案得到轉(zhuǎn)變，由原來(lái)的Royer回路變?yōu)槿珮蚴交芈?，為此?yīng)用到OZ960IC。第一講、開關(guān)電源的基本工作原理第一講、開關(guān)電源的基本工作原理開關(guān)電源是利用時(shí)間比率控制（Time Ratio Control,縮寫為TRC）的方法來(lái)控制穩(wěn)壓輸出的。按TR

4、C控制原理，有以下三種方式：脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation,縮寫為PWM）。開關(guān)周期恒定，通過(guò)改變脈沖寬度來(lái) 改變占空比的方式。脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）導(dǎo)通脈沖寬度恒定，通過(guò)改變開關(guān)工作頻率來(lái)改變占空比的方式。3）混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。 在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計(jì)采用的就是脈寬調(diào)制型（PWM）開關(guān)穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見(jiàn)右圖。 對(duì)于單極性矩形脈沖來(lái)說(shuō)，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，

5、其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計(jì)算，即Uo=UmT1/T式中Um 矩形脈沖最大電壓值；T 矩形脈沖周期；T1 矩形脈沖寬度。脈寬調(diào)制型 從上式可以看出，當(dāng)Um與T不變時(shí)，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們?cè)O(shè)法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。此外，為因應(yīng)各種不同的輸出功率，開關(guān)電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（Full Bridge）、半橋式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓?fù)洌═opology）結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開關(guān)電源是

6、一種成本最低的電源電路，輸出功率為20100，可以同時(shí)輸出不同的電壓，且有較好的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛其典型的電路如圖所示。圖1-1 反激式開關(guān)電源典型電路結(jié)構(gòu)藉由PWM IC控制開關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級(jí)側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲(chǔ)存于在變壓器的能量傳遞給次級(jí)側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個(gè)方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。此外改變變壓器初、次?jí)的圈數(shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開關(guān)電源的核心，它通過(guò)取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時(shí)間比例即占空比，以達(dá)到穩(wěn)定

7、輸出電壓的目的。 由于高頻變壓器的磁芯只有一個(gè)輸出端，而MOS開關(guān)功率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)整流二極管截止，電能就儲(chǔ)存在高頻變壓器的初級(jí)電感線圈中；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時(shí)整流二極管導(dǎo)通，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過(guò)次級(jí)整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。開關(guān)電源雖然具有許多優(yōu)點(diǎn)并得到廣泛的應(yīng)用，但由于它具有嚴(yán)重的射頻干擾,在線性電路中的應(yīng)用一直受到很大的限制。開關(guān)電源是把工頻交流整流為直流后，再通過(guò)開關(guān)變?yōu)楦哳l交流，其后再整流為穩(wěn)定直流的一種電源，這樣就有工頻電源的整流波形畸變產(chǎn)生的噪聲與開關(guān)波形產(chǎn)生的噪聲。在輸入側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲，在輸出側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為紋波。同時(shí)外部噪聲

8、會(huì)進(jìn)到電子設(shè)備中，而供給負(fù)載的電源噪聲也會(huì)泄露到外部。若電源線中有噪聲電流通過(guò)，電源線就相當(dāng)于天線向空中輻射噪聲。而這些噪聲都會(huì)影響設(shè)備的正常工作。要想使其得到更廣泛的應(yīng)用，滿足電磁兼容性的有關(guān)指標(biāo)，就需要有效地抑制開關(guān)電源的干擾。雜訊干擾的途徑有兩種：傳導(dǎo)干擾與輻射干擾。以下分別對(duì)兩種干擾的特性與抑制方法做一介紹。 1.1 傳導(dǎo)干擾及其抑制措施傳導(dǎo)干擾及其抑制措施 從導(dǎo)線傳入的干擾稱為傳導(dǎo)干擾，其干擾能量通過(guò)導(dǎo)電體進(jìn)行傳播，開關(guān)電源的輸入、輸出引線都是傳導(dǎo)干擾的媒介。 開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾會(huì)沿電源引線進(jìn)入電網(wǎng)，污染電網(wǎng)，使同一電網(wǎng)的電子設(shè)備受到干擾。同時(shí)電源的輸出線還將把干擾噪聲傳遞給負(fù)載，使

9、作為電源負(fù)載的電子設(shè)備直接受到干擾，當(dāng)這種干擾幅度若大到一定程度，會(huì)影響線性電路和一些小信號(hào)電路的正常工作。由于傳導(dǎo)干擾主要是通過(guò)輸入輸出引線進(jìn)行傳播，因而相對(duì)來(lái)說(shuō)傳導(dǎo)干擾的抑制要容易些，主要方法是加接輸入輸出濾波器 。 在開關(guān)電源的輸入側(cè)要介入電容與電感構(gòu)成的濾波器，用于抑制交流電源產(chǎn)生的EMI，而該濾波器也稱為電磁兼容（EMI）濾波器。其電路如圖2-1所示。 圖2-1輸入端抑制傳導(dǎo)干擾電路（EMI）第一節(jié)第一節(jié) 開關(guān)電源的干擾特性及其抑制措施開關(guān)電源的干擾特性及其抑制措施該濾波器是一典型的低通濾波器，使開關(guān)電源產(chǎn)生的一些高頻脈沖干擾經(jīng)過(guò)它后得到極大的衰減，能較好的濾除來(lái)源于電網(wǎng)或者傳入電網(wǎng)

10、的干擾，使其符合FCC、CE、VDE等標(biāo)準(zhǔn)。圖中L901、L902為共模扼流圈，它是繞在同一磁環(huán)上的兩只獨(dú)立的線圈，圈數(shù)相同，繞向相反，在磁環(huán)中產(chǎn)生的磁通相互抵消，磁芯不會(huì)飽和，主要抑制共模干擾，感值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳。這樣繞制的濾波電感抑制共模干擾的性能大大提高。L901、 L902分別選擇感值為2.0mH和15mH的共模扼流圈。C901、C902為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的干擾。電容值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈好，在這里選用102PF/250V。C903、C904為差模電容，主要抑制共模干擾，即抑制火線和零線之間的干擾。電容值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳，在

11、這里選用0.47uF/300V。有時(shí)為了降低成本也可將C904省去。圖中CN901為插座，接電網(wǎng)電壓。F901為保險(xiǎn)絲，電路中采用了規(guī)格為2A/250V的保險(xiǎn)絲，它在高壓時(shí)熔斷，可防止設(shè)備在突發(fā)的高壓時(shí)引起的破壞。NR901為負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻，開機(jī)瞬間溫度低，阻抗大，防止電流對(duì)回路的浪涌沖擊。常溫下其規(guī)格為5A/5。R901、R902對(duì)抗干擾電容起泄放作用，可于關(guān)機(jī)后迅速消耗掉C903儲(chǔ)存的電能，防止帶電損耗元件。它們的規(guī)格都為1M，一般采用金屬釉材料。圖1-2輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路輸出端的干擾抑制，主要也是靠高頻濾波器，電路圖如下所示： 濾波電感由于工作在直流大電流狀態(tài)下，磁芯在較大的磁場(chǎng)

12、強(qiáng)度下工作，容易包含，一旦飽和，電感即失去濾波作用。因此必須采用飽和磁場(chǎng)強(qiáng)度很大的恒磁心，如鐵鎳鉬磁粉芯等金屬磁芯。2 由于輸出干擾的頻譜相當(dāng)豐富，從幾十赫茲到幾十兆赫茲均含分量。由于在高頻的情況下，濾波電容等效由純電容（C）、等效串聯(lián)電阻（RES） 和等效串聯(lián)電感（LES）構(gòu)成的串聯(lián)電路。在工作頻率f超過(guò)電容器的自諧振頻率fr時(shí)，電容器就起到電感的作用。+C924470UF/16VL90373A-253-91L12+C9231000UF/16V1.2 輻射干擾及其抑制措施輻射干擾及其抑制措施從空間傳入的干擾稱為輻射干擾，一般是指耦合干擾，即干擾能量通過(guò)空間介質(zhì)進(jìn)行近場(chǎng)感應(yīng)。由于開關(guān)電源一般工

13、作在低壓大電流情況下，因而磁場(chǎng)干擾大于電場(chǎng)干擾。主要由開關(guān)變壓器的漏感、開關(guān)功率管在開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的大電流脈沖、開關(guān)二極管反向恢復(fù)的硬特性等引起。輻射干擾的抑制主要靠屏蔽。對(duì)電場(chǎng)可采用導(dǎo)電良好的材料，而磁場(chǎng)屏蔽則應(yīng)采用導(dǎo)磁率較高的材料。在本文中就不作詳細(xì)論述。抑制干擾最有效的方法，是盡量減少干擾源的干擾能量。對(duì)開關(guān)電源變壓器要減少其漏感，并選擇開關(guān)參數(shù)優(yōu)良的晶體管和軟恢復(fù)的開關(guān)二極管。 值大的濾波電容對(duì)低頻干擾比較敏感，相反，值小的濾波電容吸收高頻干擾的效果比較好。因此不能光采用大電解電容濾波C923，還必須加接自諧振頻率很高的電容器C924。 此外，輸出干擾的幅度還與PCB板的布線有很大關(guān)系，不

14、合理的布線往往會(huì)使干擾幅度大幾倍，尤其是接地點(diǎn)的安排特別重要。2.1 PWM控制器控制器SG6841簡(jiǎn)介簡(jiǎn)介目前，開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新產(chǎn)品越來(lái)越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來(lái)越嚴(yán)苛的趨勢(shì)下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function為環(huán)保功能的意思，亦稱之為Blue Angel，其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當(dāng)負(fù)載沒(méi)有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應(yīng)時(shí)，電路消耗功率必需小于1W以下。SG6841是由System General崇貿(mào)科技開

15、發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DCDC變換器應(yīng)用而設(shè)計(jì)。它屬于電流型單端PWM調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡(jiǎn)單、安裝調(diào)試簡(jiǎn)便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，可精確地控制占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機(jī)功耗和眾多保護(hù)功能，所以，為設(shè)計(jì)人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實(shí)際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有下列性能特點(diǎn)： 第二節(jié)第二節(jié) 脈寬調(diào)制控制器脈寬調(diào)制控制器SG6841SG6841 在無(wú)負(fù)載和低負(fù)載時(shí)時(shí)， PWM的頻率會(huì)線性降低進(jìn)入待機(jī)模式以實(shí)現(xiàn)低功耗，同時(shí)提供穩(wěn)定的輸出電壓。 由于采用BiCMOS，啟動(dòng)電流和正常工作電流減少到30A和3mA，因此可

16、大大提高電源的轉(zhuǎn)換效率。 SG6841是固定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過(guò)一個(gè)外接電阻來(lái)決定，改變電阻值可輕易改變頻率。 內(nèi)建同步斜率補(bǔ)償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。 內(nèi)建電壓補(bǔ)償電路可在一個(gè)較大的AC輸入范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率限制控制，并提供過(guò)載、短路保護(hù)功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠。 可通過(guò)外接一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來(lái)傳感環(huán)境溫度以實(shí)現(xiàn)過(guò)溫保護(hù)，也可利用該功能實(shí)現(xiàn)過(guò)壓保護(hù)。 具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實(shí)現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。常見(jiàn)的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝，其各引腳功能分別如下所示：

17、 GND：接地。 FB：反饋電壓輸入端。用于提供PWM調(diào)節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。 Vin：?jiǎn)?dòng)電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個(gè)啟動(dòng)電壓。 RI：參考設(shè)置端。通過(guò)連接一個(gè)電阻接地來(lái)為SG6841提供一個(gè)恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。 RT：溫度保護(hù)端。該端輸出一個(gè)恒定的電流。在該端接一NTCR接地來(lái)傳感溫度，當(dāng)該端電壓下降到一定值時(shí)會(huì)啟動(dòng)過(guò)溫保護(hù)。在本設(shè)計(jì)中，該功能被用于高壓保護(hù)。 Sense：電流傳感端。當(dāng)該端電壓達(dá)到一個(gè)閾值時(shí)芯片會(huì)停止輸出,從而實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。 VDD：電源供電端。 Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極驅(qū)動(dòng)功率

18、開關(guān)管。振蕩器SG6841的PWM頻率范圍為50KHz100KHz。RI端通過(guò)連接一個(gè)電阻Ri接地來(lái)為SG6841提供一個(gè)恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。2.2 SG6841內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理圖2-1 SG6841內(nèi)部框圖在本設(shè)計(jì)中，取Ri24k，SG6841的PWM頻率為70.42kHz。2）欠壓鎖定欠壓鎖定 SG6841采用了欠壓鎖定比較器來(lái)保證輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實(shí)質(zhì)是一個(gè)滯回比較器，以防止在通過(guò)它們各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出動(dòng)作。它的開啟電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V。在啟動(dòng)過(guò)程中，比較器反向輸入端為16V，當(dāng)VDD16V時(shí)

19、，比較器輸出為低電平，SG6841無(wú)法工作。當(dāng)VDD升到16V時(shí)，欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時(shí)MOS管導(dǎo)通，使比較器反向輸入端為10V。當(dāng)VDD下降至10V時(shí)，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個(gè)電路停止工作。SG6841的7腳端設(shè)置了一個(gè)32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對(duì)工作在32V以下，以防電壓過(guò)高損壞芯片。3）輸出部分輸出部分 SG6841的8腳為輸出腳，它是一個(gè)單圖滕柱輸出級(jí)，專門設(shè)計(jì)用來(lái)直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V，可保護(hù)MOSFET免被擊穿。通過(guò)控制PW

20、M脈沖的上升與下降時(shí)間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅(qū)動(dòng)。在1.0nF負(fù)載時(shí)，它能提供高達(dá)1.0A的峰值驅(qū)動(dòng)電流和典型值為250ns的上升時(shí)間和50ns的下降時(shí)間。還附加了一個(gè)內(nèi)部電路，使得任何時(shí)候只要欠壓鎖定有效，輸出就進(jìn)入灌模式，這個(gè)特性使外部下拉電阻不再需要。4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器 SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá)FB反饋端電平時(shí)終止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號(hào)控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅

21、有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過(guò)插入一個(gè)與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6 Sense監(jiān)視，并與來(lái)自Pin2 FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk =（VFB 1.0V）/3RS 其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個(gè)二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個(gè)電阻后的分壓比。當(dāng)電源輸出過(guò)載或者如果輸出電壓取樣丟失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：Ipk（max）=0.85V / Rs當(dāng)輸

22、入電壓很大時(shí)，取樣電流將非常小，這時(shí)可通過(guò)高壓補(bǔ)償回路來(lái)調(diào)節(jié)。在電路中，通過(guò)R904與R905（均為1M來(lái)提高Sense端電平，實(shí)現(xiàn)高壓補(bǔ)償。 當(dāng)負(fù)載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當(dāng)Sense端的電壓達(dá)到0.85V時(shí)，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護(hù)功率管不受損壞，從而實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。由此可得Ipk（max）0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設(shè)計(jì)中取Rs0.3，可得Ipk（max）2.83A。 在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會(huì)引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sens

23、e端經(jīng)過(guò)一個(gè)斜率補(bǔ)償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳太長(zhǎng)也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中則需要在Sense端增加一個(gè)RC濾波器來(lái)解決同樣的問(wèn)題，可見(jiàn)SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更簡(jiǎn)單。 當(dāng)SG6841正常工作時(shí)，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號(hào)，此信號(hào)一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接電流檢測(cè)比較器輸出端。當(dāng)峰值電感電流未達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出低電平，此時(shí)R端為低電平，Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出高電平，此時(shí)R端為

24、高電平，Q非端輸出高電平?？梢?jiàn)，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越寬，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大）；FB端電壓越低，Q非端脈沖越窄，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越窄（占空比變?。?，從而實(shí)現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。2.3 SG6841的啟動(dòng)與供電的啟動(dòng)與供電 SG6841需要在啟動(dòng)時(shí)給Pin3 Vin 提供一30A的啟動(dòng)電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。在電路中，將Pin3 通過(guò)兩個(gè)1M的電阻接至PFC級(jí)的DC輸出端，便可在AC輸入90V264V的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)SG6841的有效啟動(dòng)。 在SG6841正常工作后，其Pin7 VDD端必須提供10V30V電壓為芯片供電。2.4高壓保護(hù)電路 SG684

25、1的Pin5 RT端恒定輸出一電流IRT：IRT2（1.3V/Ri）RT端可串聯(lián)一負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTCR）接地，RNTC隨溫度上升而降低，這時(shí)當(dāng)IRTRNTC2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。 IC902即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢(shì)必會(huì)使得流過(guò)光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過(guò)發(fā)光二極管的電流與流過(guò)光敏三極管的電流的比值）1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過(guò)的電流也有所增大，這導(dǎo)致SG6841 PIN2 FB端電壓降低，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比

26、變小，使次級(jí)輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時(shí)，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使NPN管截止，從而使得流過(guò)光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841 PIN2 FB端電壓升高，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。 電壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當(dāng)電源正常工作時(shí)，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。C9120.1uF/50VL90473L 174

27、-26-LS1423R9184.7K 1/10WtNR901NTCR 5A5D902PS102RIC903H431BAQ903PMBS3906321R902680K 1/8WR91124K 1/10WZD90120VR9041M 1/8WON/OFF+C9224.7uFD911MOSPEC20100V12AR92820K 1/10WVAR901Varistor/470V/10AOOOT901PQ26/22.54126732811CN901SOCKET123+C9141000uF/16VL90273L174-29-LS1423F9012.5A/250VR903100K 2WR92047 1/8W

28、R9061M 1/8W+C90722uF/50VR91320K 1/10WQ902PMBS390432112VC9101000pFC9110.1uF/50VFB901BEADR900680K 1/8WC9040.22uF/250VR9221K 1/10WD901FR107C9210.0047uF/250VR9241K 1/10W+5VD9041N4148C9180.1uF/50VSG6841BiCOMS23571468FBVinRTVDDGNDRISENSEGATER9140.27 2WC9080.1uF/50VZD90212V/SMD2INTERNAL POWER FOR PWTV1742

29、FJM1B13Monday, December 08, 2003SizeDocument NumberRevDate:Sheetof+C9151000uF/16VR9051M 1/8WL90373L-253-91LC9061500pF/1KVD9031N4148R9083.3 1/8W+C916470uF/16VC9170.1uF/50V-+BD901GBU4J1432C909N.CF9025A/24V/1206IC902PC123FY2 4P1243C9130.001uF80LL17T-5C9020.001uF/250VR9269.31K 1/10WR915 30K 1/4WR910 0 1

30、/8WQ9012SK2996C9030.47uF/250VR9071M 1/8WR921470 1/8W+C905150uF/400VR91947 1/8WFG12VD9051N4148R9272.43K 1/10WD910MOSPEC20100+C9201000uF/16VR9164.7K 1/10WR909 10 1/4WCN902CONN11ANC22AC9010.001uF/250VR917100 1/10WR901680K 1/8WR91220K 1/10WC9190.01uFCN90312345678910R9251K 1/10WR9230 1/10WDIM（Mitsubishi

31、TV 電源電路圖）電源電路圖） Royer回路 全橋式回路 VCCTrQ4123CQ1213Q2231Q3213C1第二章第二章 Inverter原理原理 以前，我們公司的INVERTER設(shè)計(jì)大部分還是采用傳統(tǒng)的Royer回路，而Mitsubishi TV則采用一種全橋式的電路。 下面我來(lái)簡(jiǎn)單地介紹一下Royer回路與全橋式回路的不同工作原理： R o y e r 回 路 是 根 據(jù) 通 過(guò) 啟 動(dòng) 電 阻R224/R225提供開關(guān)晶體管的基極電流使其通、斷工作，并利用變壓器的飽和特性，要求采用矩形磁滯回線的鐵芯，這種變換器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用時(shí)鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)

32、較大IC峰值電流，開關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為7585。 (1)全橋式電路是采用4個(gè)開關(guān)晶體管Q1/Q2和Q3/Q4接成橋路，采用Q1/Q4和Q2/Q3交替通/斷工作，變壓器初級(jí)繞組上施加交流電壓的方式，適用從幾十W到幾千W的輸出功率，由于它采用了零電壓切換方式，因此開關(guān)管的功率損耗很小，其轉(zhuǎn)化效率大約在80以上。第一節(jié)第一節(jié) 全橋式回路工作原理全橋式回路工作原理 傳統(tǒng)開關(guān)管與采用零電壓切換開關(guān)晶體管的差異，如下圖： Stage0:初始狀態(tài)時(shí)Q1=On;Q4=On電流方向：Q1TrC1Q4GND Stage1:Q1=Off;D(Q2)=O

33、n;Q4=On;當(dāng)Q1Off時(shí)，由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q1=Off時(shí)，Q2自身的二極管D被打開，此時(shí)電流方向：GNDQ2TrC1Q4 Stage2:Q2=On;Q4=On,當(dāng)Q2自身二極管被打開時(shí)，在二極管的Source和Drain之間電壓大約為VDS0.7V，這時(shí)Q2晶體管被打開，因此，Q2開關(guān)晶體管有零電壓切換功能。此時(shí)電流方向：Q2TrC1Q4GND Stage3:Q2=On;Q4=Off;DQ3=On,此時(shí)，由于變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，只能打開Q3自身二極管進(jìn)行續(xù)流，電流流向：GNDQ2TrC1 DQ3 VCCTrQ4123CQ1

34、213Q2231Q3213C1IVCCTrQ4123CQ1213Q2231Q3213C1Q2晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q2-GateQ2-DrainIVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q2晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q2-GateQ2-DrainStage4:Q3=On;Q2=On,當(dāng)DQ3=On,開關(guān)晶體管Q3的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時(shí)開關(guān)晶體管Q3被打開，因此，晶體管Q3具有零電壓切換功能。電流流向：Q3C1TrQ2GND Stage5:Q2=Off;DQ1=On;Q3=On,當(dāng)Q2=Off時(shí)

35、 由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q2=Off時(shí)，Q1自身的二極管D被打開，電流流向：Q3C1Tr DQ1Q3 IVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q3晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q3-GateQ3-DrainIVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q3晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q3-GateQ3-DrainStage6:Q1=On;Q3=On, 開關(guān)晶體管Q3的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時(shí)開關(guān)晶體管Q3被打開，因此，晶體管Q3具有零電壓切換功能

36、。 Stage7:Q1=On;Q3=Off;DQ4=On, 當(dāng)Q3=Off時(shí) 由于變壓器一次側(cè)存在自感電壓，使得變壓器一次側(cè)的電流不能立即中斷，故當(dāng)Q2=Off時(shí)，Q4自身的二極管D被打開，電流流向：GND DQ4C1TrQ1 IVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q1晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q1-GateQ1-DrainIVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q1晶 體 管 Gate和 Drain的 波 形 圖Q1-GateQ1-DrainStage 8: 開關(guān)晶體管Q4的Source和Drain之間的電壓VDS=-0.7V,這時(shí)

37、開關(guān)晶體管Q4被打開，因此，晶體管Q4具有零電壓切換功能。電流流向：Q1TrC1Q4GND IVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q4晶體管Gate和Drain的波形圖Q4-GateQ4-DrainIVCCQ2123TrQ4123CQ1213Q3213C1Q4晶體管Gate和Drain的波形圖Q4-GateQ4-Drain第二節(jié)第二節(jié) OZ960應(yīng)用分析應(yīng)用分析 1.PIN1為CTIMR:此PIN外接一個(gè)大約為1uF電容到地，當(dāng)OVP腳PIN的電壓達(dá)到2.0V時(shí)，第一PIN的IC內(nèi)部開關(guān)被打開，一個(gè)為3.0uA電流對(duì)電容C239進(jìn)行充電，當(dāng)CTIMR電壓達(dá)到3V時(shí)，IC啟動(dòng)

38、內(nèi)部的保護(hù)功能，這時(shí)IC就被關(guān)閉，通過(guò)選擇C239電容的值應(yīng)可以確定IC被保護(hù)的一個(gè)時(shí)間點(diǎn)，下面就來(lái)說(shuō)說(shuō)如何計(jì)算IC的保護(hù)時(shí)間點(diǎn)： 因?yàn)镼=I*t=V*C=t=(V*C)/I當(dāng)C239電壓被沖到3v,C239=1uF時(shí),t=(3v*1uF)/3.0uA=1秒 C2391uF/0805OZ960GIC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDLCTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_B2.PIN2為OVP:此PIN為過(guò)電壓保護(hù)PIN，輸出電壓被反饋到這一PIN上

39、，當(dāng)燈管被OPEN或是燈管壞掉時(shí)，OVP的電壓就會(huì)升到2V，此時(shí)CTIMR電容被充電，當(dāng)CTIMR被充到3V時(shí)，IC就會(huì)啟動(dòng)內(nèi)部的保護(hù)功能，IC停止工作。下面就來(lái)計(jì)算如下圖2所示電圖V0到底多大才能使OVP腳到達(dá)2V。V1C4/(C4+C6)*V0V1=VOVP+VD=2.0+0.7=2.7VV0=(C4+C6)/C4*V1=(12p+18n)/12p*2.7=4100VP-P也就是說(shuō)只有輸出電壓的峰峰值達(dá)到大于4100以上時(shí)，OVP電壓才能到達(dá)2V。圖2中R207/C204為峰值檢測(cè)電路，其C204有對(duì)電壓起到平滑的作用。 R2071M 0805C618nFD213BAV99312PT202

40、80LL17T-16-LC67110OZ960GIC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDLCTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BC412pFC2040.1uF/0805V1V0圖23.PIN3為ENA：IC啟動(dòng)電路，當(dāng)ENA1.5V=IC=On 當(dāng)ENAIC=Off如下圖3所示，其中C8的作用是讓ENA腳慢慢地升到1.5V,電容C8充電從0V到1.5V大約需要0.6mS R8100KOZ960GIC20112345618171615141387199

41、10121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPW RGNDLCTDIMLPW MRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BOn/OffC810uF圖 3Q201N.C / RK7002圖4OZ960IC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDLCTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BR21010kR210N.C / 47K 0805ZD204N.C/ 15VVDDQ202N.C / RK700212VC2

42、210.47uF/08054. PIN4為SST:該P(yáng)IN做為軟啟動(dòng)，接聯(lián)一個(gè)電容C221到地提供一個(gè)軟啟動(dòng)功能，當(dāng)INVERTER啟動(dòng)時(shí)，它提供一個(gè)6uA的電流對(duì)C221進(jìn)行充電，SST的電壓不斷的上升，變壓器一次測(cè)的Duty也慢慢的增大，即輸出電壓隨著SST電壓的上升而上升，當(dāng)輸出電壓增加到啟動(dòng)電壓時(shí)，燈管被打開，這就減少了在啟動(dòng)時(shí)的沖擊電流，避免了對(duì)INVERTER零件和CCFL燈管在Turn-On時(shí)不必要的損壞。如下圖4所示，另外Q201和Q202的作用是在輸入低壓時(shí)能夠重新進(jìn)行軟啟動(dòng)，其原理是：當(dāng)輸入電壓VIN變小時(shí)，IC停止工作，且Q201基極電壓變得很低，此時(shí)Q201工作在截止區(qū)

43、，這時(shí)Q202基極電壓升高為VDD，Q202導(dǎo)通，SST電位被拉低約為0V，當(dāng)INVERTER輸入電壓又恢復(fù)到較高如12V時(shí)，ZD904電流增大，Q201的基極電位被升高一定值時(shí)，Q201導(dǎo)通，接著Q202基極電位被拉低較低時(shí)，Q202又截止，此時(shí)，IC內(nèi)部一個(gè)6uA的電流對(duì)C221進(jìn)行充電，當(dāng)充到一定值時(shí)，隨著變壓器二次側(cè)電壓不斷升高，升到啟動(dòng)電壓時(shí)，燈管又被點(diǎn)亮，故此電路是一個(gè)重新軟啟動(dòng)的回路。在正常啟動(dòng)或是在燈管開路和壞掉等不正常情況來(lái)分析SST/OUT/FB/CMP的波形。 VOUT如 果 CMP2.75V,IC關(guān) 閉啟 動(dòng) 保 護(hù) 功 能VSST=4.7V1.25V3VFB2.75V

44、VOUTCMPCTIMR圖4.2為不正常時(shí) SST/OUT/OVP/CMP/CTIMR的波形3VVSST=2 3V2.0V3VOVP 5.PIN7為REF:此PIN輸出2.5V的基準(zhǔn)時(shí)壓，因電壓不太穩(wěn)定，故通常不連到任何電路中，只在此PIN串一個(gè)電容。 6.PIN8為RT1:此PIN串一電阻為INVERTER啟動(dòng)時(shí)提供一個(gè)更高頻率的輸出頻率以便讓啟動(dòng)電壓更高。在啟動(dòng)時(shí)該P(yáng)IN與RT和CT共同決定輸出電壓的頻率。在啟動(dòng)時(shí)，RT1在IC內(nèi)部被連接到地，此時(shí)RT=R217/R245IC輸出頻率FS=(70*104)/(RTK*C220pF)當(dāng)正常工作后RT1與IC內(nèi)部地?cái)嚅_，此時(shí)IC輸出頻率FP=(

45、70*104)/(R217K*C220pF)又因?yàn)镽TFP即啟動(dòng)頻率大于工作頻率。 7.PIN9為FB;此PIN接受一個(gè)半波整流平均電壓，這個(gè)電壓可以決定燈管輸出電流通過(guò)一個(gè)Sense電阻R258,FB的反饋電壓與IC內(nèi)部一個(gè)1.25V的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，內(nèi)部誤差放大器輸出腳CMP用來(lái)控制Power mosfet drive脈沖方波的移位來(lái)調(diào)整變壓器一次側(cè)的Duty,就這樣燈管電流不斷地被調(diào)整。以便當(dāng)DIM為定值時(shí)，能夠輸出一個(gè)較穩(wěn)定的電流。 圖5OZ960IC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDL

46、CTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BC2261uF/0805R21762K 0805OZ960IC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDLCTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BJP20212R2161M 0805C218NC 0805圖6C220220PF/0805R245 PIN10為頻率補(bǔ)嘗腳，它是IC內(nèi)部誤差放大器的輸出端通過(guò)一個(gè)電容C11（大約為560pF）與FB腳進(jìn)行連接作為反饋回路的補(bǔ)嘗（

47、該頻率補(bǔ)嘗電路實(shí)際是一個(gè)積分電路，詳見(jiàn)清華大學(xué)編寫的模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)P332頁(yè)），COM腳控制Power mosfet drive脈沖方波的移位來(lái)調(diào)整燈管電流。在燈管啟動(dòng)時(shí)，此PIN的電壓是個(gè)高電位（大于2.75V），因?yàn)樵趩?dòng)時(shí)沒(méi)有燈管電流被檢測(cè)到，這樣FB是個(gè)低電位，當(dāng)燈管點(diǎn)燃后，F(xiàn)B腳電位上升且CMP電位下降到正常的工作電位，在正常工作時(shí)，CMP也提供一個(gè)觸發(fā)信號(hào)為燈管開路保護(hù)，如：在INVERTER工作時(shí)燈管被突然移開或是燈管壞掉，F(xiàn)B電位下降，且CMP上升，當(dāng)CMP上升到大于2.75V時(shí)，IC被關(guān)閉。V1CMPVOUTR22133KVFBR258R222 51KD208圖7為INVE

48、RTER輸出電流的計(jì)算C236LPWM1.25VC236C11下面我們?cè)賮?lái)計(jì)算一下INVERTER燈管電流：設(shè)u0為整流二極管在整流之前的瞬時(shí)表達(dá)式，Vrms=U2為整流二極管在整流之前的有效值;如果燈管電流最大值Irms為7mA,那么RsenseR258應(yīng)該取多大值呢？我們從圖7可以看出該誤差放大器具有深度負(fù)反饋，故工作在線性區(qū)域，根據(jù)運(yùn)入工作在線性區(qū)具有虛斷的特點(diǎn)可知 U 0 = VFB= V - = V + = 1 . 2 5 V u o = 1 . 4 1 4 * V r m s * S i n ( w t ) d ( t ) S i n ( w t ) d ( t ) = - C o

49、 s ( w t )所以：Irms*R258=U2 1.25v=0.45*7mA*R258 故R258396，通常我們會(huì)選擇一個(gè)400的電阻 202245. 0221UUtduUoo 8.如圖8所示，PIN14為DIM,該P(yáng)IN為控制低頻PWM信號(hào)產(chǎn)生低頻Burst-Mode方波;PIN15為L(zhǎng)CT，該P(yáng)IN外接一個(gè)電容C224到地，產(chǎn)生一個(gè)最低為1V，最高為3V的三角波,該P(yáng)IN的電位和DIM電位進(jìn)行比較來(lái)控制LPWM的占空因子且所產(chǎn)生的頻率F=1490/C224;PIN13為L(zhǎng)PWM，當(dāng)DIM3V時(shí)，LPWM=LOW;當(dāng)DIM1V時(shí)，LPWM=HIGH;當(dāng)1VDIM3V時(shí)，LPWM輸出脈沖

50、波,如8.1圖所示。 下面如圖8所示，我們來(lái)討論一下當(dāng)VDIM的范圍確定時(shí)，怎樣來(lái)選擇電阻R1/R2/R3的阻值大小。當(dāng)燈管電流I=3.5mA-8.0mADuty-cycle=43%-100%VDIM=0.9V-2.1V如果Vadj=0v時(shí)，則有：0.9/R1+0.9/R3=(5-0.9)/R2如果Vadj=5v時(shí)，則有：（52.1）/R1+(5-2.1)/R2=2.1/R3當(dāng) 我 們 選 定 R 1 = 2 7 0 K 時(shí) ， 就 可 以 算 出R2=360K,R3=111.7K,通常會(huì)選擇R3=100K.LCTDIMLPWMV圖8.1 1VDIMI=V(H)/RsV(LPWM)= V(H)

51、RsLPWM1.25V圖 8.2為 INVERTER調(diào) 光 原 理1.25VV(DIM)9. PIN11和PIN20為N溝道MOSFET驅(qū)動(dòng)輸出;PIN12和PIN19為P溝道MOSFET驅(qū)動(dòng)輸出;圖9是由C214/R204/ZD201和C215/R205/ZD202組成了水平移位電路，因?yàn)镻DRV_A和PDRV_C的輸出高電位是5V，而P-MOS做開關(guān)切換時(shí)需大于5V,故PDR的電位必須被移位 R205 10K 0805 C215 0.047uF/0805 Vin P-mosfetgate Vin R204 10K 0805 圖9為level-shift電路 ZD201 5.6V P-mos

52、fetgate ZD202 5.6V OZ960 IC201 1 2 3 4 5 6 18 17 16 15 14 13 8 7 19 9 10 12 11 20 CTIMR OVP ENA SST VDDA GNDA CT RT PWRGND LCT DIM LPWM RT1 REF PDRV_A FB CMP PDRV_C NDRV_D NDRV_B C214 0.047uF/0805 移 位 后 波 形5V12V移 位 前 波 形圖 9.1 level-shift電 路 波 形第三節(jié)第三節(jié) 輸出端諧振電路輸出端諧振電路(一)圖12為L(zhǎng)C串聯(lián)諧振電路，此部分電路是將變壓器一次側(cè)的方波都過(guò)L

53、C諧振，使轉(zhuǎn)化成正弦波，此電路的實(shí)質(zhì)是將方波分解出來(lái)的一次諧波以后的諧振波通過(guò)漏感與電容C(電容在頻率很高時(shí)，相當(dāng)于短路，故方波分解出來(lái)的高次諧波直接通過(guò)電容C流到地)給吸收了（任何一個(gè)方波都可用傅里葉公式F(t)=(4Am/3.14)*(Sinwt+1/3Sin3wt+.+1/kSinkwt)展開,其式中Am為方波的振幅，k為奇數(shù)，其第一項(xiàng)（4Am/3.14）*Sinwt為基波，第二項(xiàng)(4Am/3.14)*1/3Sin3wt為一次諧波） C圖 12PT20480LL17T1645V1VOLeleakage inductanceROZ960在Mitsubishi TV中的應(yīng)用如下圖 Q211R

54、K7002R2400 0805JP20312PT20380LL17T1645C2062.2uF/1206JP20712D212BAV99312R222 51K 0805R22710K 0805R236 220K 1/4WD202BAV99312R255220 0805D207BAV99312C202104/0805R254NC 0805C2332.2uF/1206C2131uF/0805C2210.47uF/0805JP20212CN201CN2011234R2331M 0805R2300 0805C2055pF/3KVD-822017601SB240OZ960IC2011234561817161514138719910121120CTIMROVPENASSTVDDAGNDACTRTPWRGNDLCTDIMLPWMRT1REFPDRV_AFBCMPPDRV_CNDRV_DNDRV_BR20215 1206PT20280LL17T1645C2450.1uF/25V