電氣工程新技術(shù)-早期講稿

1、電氣工程新技術(shù)-早期講稿第1頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五1下 頁上 頁返 回電氣工程的基本范疇 1.電機(jī)與電器 2.電力電子與電氣傳動 3.電力系統(tǒng)及其自動化 4.高電壓與絕緣 5.電工理論與新技術(shù) 而且每個(gè)領(lǐng)域都有新技術(shù)的產(chǎn)生 。第2頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五2下 頁上 頁返 回一 電氣工程技術(shù)的有關(guān)內(nèi)容(1)火力發(fā)電 (2)風(fēng)力發(fā)電 (3)地?zé)岚l(fā)電 (4)太陽能發(fā)電 (5)潮汐發(fā)電 (6)垃圾發(fā)電 (7)核能發(fā)電 (8)水力發(fā)電和抽水蓄能發(fā)電測量技術(shù)：非接觸式能量控制，電磁式 電力收費(fèi)系統(tǒng)電力傳輸 直流電交流電直流電電氣傳動

2、控制高壓變頻器大規(guī)模集成電路的電路分析建筑電氣化工廠電氣設(shè)備電力機(jī)車電能質(zhì)量控制-無沖擊的變壓器啟動，電力有源濾波器，UPFC、IPFC等第3頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五3下 頁上 頁返 回第4頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五4下 頁返 回2.1 磁性材料的特性分析 圖中，Br為剩磁感應(yīng)，Hc為矯頑磁力，Hm為最大磁場強(qiáng)度，Bm為最大磁感應(yīng)強(qiáng)度，對應(yīng)于Hm1的磁滯回線稱為飽和磁滯回線。二、四象限對應(yīng)的磁滯回線稱為去磁曲線。當(dāng)磁場強(qiáng)度由H增加到DH，再由DH減小到H，不斷重復(fù)該過程，則得到圖中小的磁滯回線，該回線稱為局部磁滯回線。B0H

3、 HH+AHaBHm1HHmHcBrBmBm1圖2.2 交流電作用下的磁滯回線上 頁第5頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五5磁通的定義為穿過某截面S的磁感應(yīng)矢量的面積分，即：磁場強(qiáng)度向量和磁感應(yīng)向量之間的關(guān)系為： 式中的 、 、 分別為導(dǎo)磁物質(zhì)的磁導(dǎo)率、真空磁導(dǎo)率、和相對磁導(dǎo)率。 而根據(jù)安培環(huán)路定律知：在磁場中，沿任意閉合路徑磁場強(qiáng)度向量的線積分，等于穿過該閉合路徑所界定的面的電流的代數(shù)和，即： 返 回下 頁上 頁第6頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五6一般情況下，磁通于磁場強(qiáng)度之間的關(guān)系可寫為：其中， 為導(dǎo)線匝數(shù)； 為磁場強(qiáng)度積分路徑長度；

4、 由于m為非線性，所以磁通與電流之間的關(guān)系也是非線性關(guān)系。 鐵磁物質(zhì)根據(jù)磁滯回線的形狀及其在工程上的用途基本上分為兩大類。一類是軟磁材料，另一類是硬磁材料。軟磁材料的磁滯回線狹窄，回線面積較小，磁導(dǎo)率高，一般用于電工鋼片（硅鋼片），做成電機(jī)、變壓器、繼電器的鐵芯，鐵鎳合金、鐵金氧磁體、純鐵、鑄鐵和鑄鋼等都屬于軟磁材料；硬磁材料一般具有較高的剩磁感應(yīng)Bs和較大的矯頑磁力Hc，磁滯回線較寬，如鎢鋼、鈷鋼等都是硬磁材料，一般制成永久磁鐵。另外還有一種磁鐵，它的磁滯回線呈矩形，一般計(jì)算機(jī)中的存儲器鐵芯就是用這種材料做成的。 磁材料與溫度有很大的關(guān)系，一般情況下，當(dāng)磁場強(qiáng)度一定時(shí)，溫度升高會使磁導(dǎo)率下降

5、，最終會降至最小值m0，對應(yīng)的溫度稱為居里點(diǎn)溫度，或居里點(diǎn)。返 回下 頁上 頁第7頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五7圖2.3 典型的磁滯回線 (a)硬磁材 (b)軟磁材 (c)記憶磁材圖2.4 交流信號作用下不同工作點(diǎn)對輸出的影響返 回上 頁下 頁第8頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五8下 頁返回返 回2.2 直流側(cè)電容參數(shù)的選擇 要有效減小StatCom的體積，直流電容的體積大小是一個(gè)重要的因素。逆變器直流電容的選擇，與逆變器結(jié)構(gòu)、控制策略、線路參數(shù)等都有很大的聯(lián)系。 第9頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五9下

6、頁返回返 回2.2.1 逆變器及換流數(shù)學(xué)模型的建立StatCom結(jié)構(gòu)由電壓多重化方式組成。電壓等級越高，每周期的換流控制點(diǎn)越多，StatCom系統(tǒng)控制性能越好。 UdrsisUsLsLsUidigrgLLgiL第10頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五10下 頁返回返 回UbcUbaUcbUabUcaUacb(6)(5)(4)(3)(2)(1)a三相線電壓矢量圖穩(wěn)態(tài)時(shí)StatCom直流電壓波形 UacUabwtt3Udt2t1第11頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五11下 頁返回返 回令Ls+L=Lg ,假定負(fù)載電流為已知的三相對稱恒流源，其a

7、相電流表達(dá)式可寫為： 假定系統(tǒng)電壓為已知量，以a相電壓作為參考量，a相電壓為: 第12頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五12下 頁返回返 回2.2.1.1 無換流重疊現(xiàn)象時(shí)的電路描述假定在某一時(shí)刻，電路工作在t1t2區(qū)間，系統(tǒng)a、b兩相對StatCom的電容進(jìn)行充電。UacUabwtt3Udt2t1UbUaUscUcUdiscLsidCiLcrsiLaiLbisaisbrgrsrgLsLgLgLsigbigaUsbUsa第13頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五13下 頁返回返 回設(shè)a、b兩相線路電感初始能量分別取負(fù)載電流源對應(yīng)的值。令電容此時(shí)

8、初始電壓值為ud1(0)，可得到穩(wěn)態(tài)時(shí)StatCom的直流電壓波形所對應(yīng)的電路方程： 得 代入上式 將 和第14頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五14下 頁返回返 回式中，由于系統(tǒng)電壓和負(fù)載電流都是已知的正弦量，帶入相應(yīng)的表達(dá)式后可得：式中，第15頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五15下 頁返回返 回當(dāng)線路中各有關(guān)電阻、電感、和電容均為常數(shù)時(shí)，二階、線性非齊次微分方程。當(dāng)特征根不含有虛數(shù)時(shí)，它的解的形式為： 式為常系數(shù)、式中，第1、2項(xiàng)為暫態(tài)分量，l1和l2為上式所對應(yīng)齊次方程的兩個(gè)特征值，其值分別為：第16頁，共119頁，2022年，5月2

9、0日，23點(diǎn)49分，星期五16下 頁返回返 回第3項(xiàng)為穩(wěn)態(tài)分量，可通過直接求解穩(wěn)態(tài)正弦電路求得。式中， 第17頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五17下 頁返回返 回利用初始條件id(0)=Id01；ud(0)=Ud01可分別求得式 中的常數(shù)x1、y1：而所以第18頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五18下 頁返回返 回求解可得：和第19頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五19下 頁返回返 回平方根里面的數(shù)為零，則說明微分方程的解有重根，其解的表達(dá)式為：若此時(shí)，z1和a1的值和上面相同， 第20頁，共119頁，2022年，

10、5月20日，23點(diǎn)49分，星期五20下 頁返回返 回將z1、a1和l 再代入初始條件可得：即得：第21頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五21下 頁返回返 回式中，平方根里面的數(shù)小于零，微分方程式解為：若第22頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五22下 頁返回返 回利用：可知 代入 得： 所以，第23頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五23下 頁返回返 回除以將即可得其中X1為該兩個(gè)等式后面的兩個(gè)常數(shù)之比。再由 可求得：第24頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五24下 頁返回返 回2.2.1.2 I

11、GBT提前觸發(fā)時(shí)的換流模型 實(shí)際情況下，StatCom中的IGBT由于控制需要，其橋路的換流不是由于電網(wǎng)自然換流，而是在某一時(shí)刻IGBT提前觸發(fā)導(dǎo)通。rgUbUaUsaUcisaigcLgiLcUdrsLsCidUsciscUsbisbrsrsLsLsiLbiLaigbigargrgLgLg第25頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五25下 頁返回返 回根據(jù)無換流重疊現(xiàn)象的電路模型圖相似的推導(dǎo)方法，可推得IGBT提前觸發(fā)時(shí)的等效網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D對應(yīng)的微分方程為： 式中：第26頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五26下 頁返回返 回過阻尼時(shí)的解為：方程穩(wěn)態(tài)

12、解部分為： 第27頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五27下 頁返回返 回過阻尼情況下，通過初始條件ud2(0)=Ud02、id2(0)=Id02，可求得： 特征根為：方程第28頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五28下 頁返回返 回臨界阻尼情況下，依據(jù)前面分析的原理可得： z1和a1的值和上面相同， 再代入初始條件可得：即得第29頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五29下 頁返回返 回欠阻尼的情況下： 式中，第30頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五30下 頁返回返 回由可知將此式代入得:第31頁

13、，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五31下 頁返回返 回所以將除以上式可得： 式中X2為該兩個(gè)等式后面的兩個(gè)常數(shù)之比，再由式可求得：第32頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五32下 頁返回返 回2.2.1.3 IGBT滯后觸發(fā)時(shí)的換流模型rgUbUaUsaUcisaigcLgiLcUdrsLsCidUsciscUsbisbrsrsLsLsiLbiLaigbigargrgLgLg 在某些控制情況下，橋路的IGBT也有可能出現(xiàn)滯后觸發(fā)，如在t2之后觸發(fā)。此時(shí)橋路是先經(jīng)過電網(wǎng)自然換流后，再進(jìn)入電流重疊區(qū)。第33頁，共119頁，2022年，5月20日，23

14、點(diǎn)49分，星期五33下 頁返回返 回電路的微分方程表達(dá)式為： 第34頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五34下 頁返回返 回比較 設(shè)此時(shí)的初始條件分別為： id3(0)=Id03，ud3(0)=Ud03過阻尼的方程解為：特征根的解相同：第35頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五35下 頁返回返 回式中 第36頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五36下 頁返回返 回臨界阻尼情況與IGBT提前觸發(fā)時(shí)的換流模型的情況完全相仿，但初始條件不同，對應(yīng)的方程可寫為：第37頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五37

15、下 頁返回返 回欠阻尼時(shí)衰減振蕩過程的微分方程式的解可寫為：式中， 由得：第38頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五38下 頁返回返 回將 代入由將此式代入得：得：第39頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五39下 頁返回返 回所以將比上式可得：式中X3為該兩個(gè)等式后面的兩個(gè)常數(shù)之比，可求得： 再由第40頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五40下 頁返回返 回2.2.2 電容參數(shù)的選擇 2.2.2.1 根據(jù)特征值確定電容量 由式可以看出當(dāng) 或 時(shí) 其對應(yīng)暫態(tài)解部分為欠阻尼的衰減振蕩過程， 第41頁，共119頁，2022年，5

16、月20日，23點(diǎn)49分，星期五41下 頁返回返 回解的形式為： 式中式中，wn(i)為自然振蕩角頻率，表達(dá)式為： z為阻尼比，表達(dá)式為： 當(dāng)i=1時(shí)，k=2；i=2和3時(shí)，k=3/2 第42頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五42下 頁返回返 回可以看出當(dāng) 或 時(shí) 對應(yīng)的暫態(tài)解部分為過阻尼的衰減振蕩過程，解的形式為：第43頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五43下 頁返回返 回中的zi為不同的數(shù)值，臨界阻尼情況也代入相應(yīng)的表達(dá)式，可得到id、ud過阻尼和欠阻尼曲線圖。分別令第44頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五44t

17、/ms*10-30500500108642id /A下 頁返回返 回z =0.001z =0.002z =0.003z =0.004z =0.005z =0.006z =0.007z =0.008z =0.009z =1.0z =1.1z =1.2z =1.3z =1.4z =1.5 z 取不同值時(shí)id過阻尼和欠阻尼曲線 第45頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五45下 頁返回返 回 z 取不同值時(shí)Ud過阻尼和欠阻尼曲線 0600400108642t /ms*10-3Ud /KV200z =0.001z =0.002z =0.003z =0.004z =0.005z =

18、0.006z =0.007z =0.008z =0.009z =1.1-1.5電容的選擇可表示為： 第46頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五46下 頁返回返 回2.2.2.2 根據(jù)ud的動態(tài)波形曲線要求確定電容01000500Ud /V3142t /msz =0.001z =0.002z =0.003z =0.004z =0.005z =0.006z =0.007z =0.008z =0.009z =1.1-1.5超前觸發(fā)時(shí)不同z值的ud波形第47頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五47下 頁返回返 回800700600500400Ud /Vt

19、 /ms31420z =0.001z =0.002z =0.003z =0.004z =0.005z =0.006z =0.007z =0.008z =0.009z =1.1-1.5滯后觸發(fā)時(shí)不同z值的ud波形第48頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五48下 頁返回返 回電容電壓的波動時(shí)間長短取決于控制策略和逆變器的物理實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。具體選擇電容參數(shù)時(shí)，應(yīng)充分考慮每個(gè)周期的控制密度。在實(shí)際中，為了保證電容上直流電壓的穩(wěn)定性，對于控制密度較低的StatCom，應(yīng)增加穩(wěn)定直流電容電壓的穩(wěn)壓電路，以保證StatCom控制功能的正確實(shí)現(xiàn)。對于控制密度較高的StatCom，由于控制密

20、度較高，電容相對可以取得小一些，甚至可以不要。 第49頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五49下 頁返回返 回設(shè)工頻系統(tǒng)輸入電壓U=400sinwt(V)，傳輸線阻抗Zs=0.009+4jw10-4(W)；三相全波整流輸入阻抗Zd=0.0053+0.001jw(W) ；三相StatCom的逆變器輸入阻抗Zg=0.014+8.410-4jw(W)。在t=0.25s時(shí)，負(fù)載等效電流由開始時(shí)的iL=55*1.414sin(wt+300)（A）突增到iL=2501.414sin(wt+450)（A）。根據(jù)以上參數(shù)，可得不同電容參數(shù)時(shí)的補(bǔ)償響應(yīng)過程圖。 第50頁，共119頁，20

21、22年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五50下 頁返回返 回突加感性負(fù)載并保持功率因數(shù)不變時(shí)的動態(tài)波形0.340.320.300.280.260.240.22400-2002000-400is /AUd , U/VwtUUd ist=0.25msUd=104VC=1.1mFU=18V第51頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五51下 頁返回返 回直流電流減小時(shí)突加感性負(fù)載的動態(tài)波形Ud , U/Vis /A-5005000.290.270.300.280.260.240.25wt0UUd ist=0.25msUd=149VC=0.9mFU=29.4V第52頁，共119頁，

22、2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五52下 頁返回返 回UbcUbaUcbUabUcaUacb(6)(5)(4)(3)(2)(1)a在根據(jù)特征值確定電容量方法中，初始值可根據(jù)圖中不同的運(yùn)行點(diǎn)的穩(wěn)態(tài)值求取。為了求得電容電壓和電容電流的初始值，先假定系統(tǒng)工作在圖中(1)點(diǎn)進(jìn)行計(jì)算，此時(shí)系統(tǒng)對應(yīng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可得到：第53頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五53下 頁返回返 回因?yàn)?代入可得：式中：即 第54頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五54下 頁返回返 回典型的兩電平和雙三點(diǎn)式構(gòu)成的StatCom可以完成無功補(bǔ)償作用。當(dāng)StatCom發(fā)出無

23、功和吸收無功時(shí)，直流電壓有很大區(qū)別。用根據(jù)特征值確定電容量方法進(jìn)行參數(shù)選擇時(shí)，并沒有考慮穩(wěn)壓電路的支撐問題，在確定的每周期的控制密度的前提下，要根據(jù)時(shí)域圖上曲線確定電容參數(shù)，這種方法所得到的參數(shù)選擇值一般會大些。第55頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五55下 頁返回返 回根據(jù)ud的動態(tài)波形曲線要求確定電容方法是建立在根據(jù)特征值確定電容量方法的基礎(chǔ)之上，考慮了控制密度和穩(wěn)壓電路的支撐作用，范圍較寬，特別是穩(wěn)壓電路的支撐系數(shù)m不是很容易確定，要有一定的經(jīng)驗(yàn)。用電場能量變化率法方法需要預(yù)先對電路由一定的了解，主要是確定電容電流的最大值，這在不同運(yùn)行情況下，可能會有不同。第5

24、6頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五56下 頁返回返 回小結(jié)介紹了電力電子器件在無功補(bǔ)償裝置中的具體應(yīng)用，主要是針對SVC、StatCom的控制原理、控制策略，以及相關(guān)參數(shù)的選擇進(jìn)行了詳細(xì)的分析；對SVC和StatCom的傳輸特性進(jìn)行了具體的比較；給出了控制系統(tǒng)的各種仿真模型，并進(jìn)行了相關(guān)的仿真分析。 第57頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五57下 頁返回返 回說明 SVC有兩種基本控制方式：晶閘管投切電容器TSC；晶閘管控制電抗器TCR。SVC的補(bǔ)償原理：包括SVC對系統(tǒng)電壓的調(diào)整作用，以及對提高電壓穩(wěn)定性所產(chǎn)生的影響。StatCom的工作

25、原理：重點(diǎn)講述了StatCom的控制系統(tǒng)及無功補(bǔ)償數(shù)學(xué)模型的推導(dǎo)；StatCom的運(yùn)行性能與系統(tǒng)參數(shù)之間的靜態(tài)關(guān)系。第58頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五58下 頁返回返 回StatCom和SVC的傳輸特性比較。StatCom控制系統(tǒng)的仿真分析：包括控制系統(tǒng)的各種控制策略的仿真模型，如圍繞電壓穩(wěn)定的控制 (VOC)，直接功率控制 (DPC)，圍繞虛擬磁通的控制(VFOC)以及基于直接功率的虛擬磁通控制(VF-DPC)；并對兩電平控制系統(tǒng)和三電平控制系統(tǒng)的仿真波形進(jìn)行了具體的分析。StatCom直流側(cè)電容參數(shù)的選擇：分析StatCom直流側(cè)電容的大小和StatCom的

26、結(jié)構(gòu)息息相關(guān)，重點(diǎn)掌握逆變器的數(shù)學(xué)換流模型的建立方法。第59頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五592.3 趨膚效應(yīng)的限制 當(dāng)磁芯的材料是導(dǎo)電材料時(shí)，加在磁芯中的交變磁場將在磁芯中產(chǎn)生自環(huán)電流，即渦流。 wdxyzxdxx渦流方向Bsin(wt)使用右手法則判斷渦流的方向。 下 頁上 頁返 回第60頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五60磁場BB2.718yBsin(wt)y渦流會產(chǎn)生一個(gè)與原磁場方向相反的磁場，這個(gè)磁場將在磁芯的內(nèi)部起一個(gè)屏蔽作用，導(dǎo)致磁芯中的磁場逐漸減小，減小的幅度隨著離磁芯中心的距離成指數(shù)關(guān)系變化。 下 頁上 頁返 回第61

27、頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五61計(jì)算式為： 趨膚深度磁場指數(shù)衰減過程中衰減的長度。 ：磁性材料的磁場相對滲透度，：磁性材料的電導(dǎo)率。 ，單位Hz；式中，交變磁場的頻率:下 頁上 頁返 回第62頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五62如果磁芯的橫截面半徑相對于趨膚深度長很多，則磁芯最內(nèi)部的磁通密度非常小，甚至完全沒有。這將削弱了磁芯的儲能或者能量轉(zhuǎn)換的能力。磁場BB2.718yBsin(wt)y低頻時(shí)，磁場相對滲透度比較大，趨膚深度較小。隨著頻率的增加，趨膚效應(yīng)將越來越嚴(yán)重。下 頁上 頁返 回第63頁，共119頁，2022年，5月20日，2

28、3點(diǎn)49分，星期五63當(dāng)用導(dǎo)電磁性材料做電感和變壓器的磁芯（硅鋼片）時(shí)，一般要做成很薄的片狀結(jié)構(gòu)，再一片一片地疊在一起， 絕緣層硅鋼片厚度:(典型值為3mm)0.005t下 頁上 頁返 回第64頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五642.3.1 疊片磁芯的渦流損耗 渦流損耗 導(dǎo)電磁芯中產(chǎn)生的渦流所帶來的能量損耗 。 wdxyzxdxx渦流方向Bsin(wt)加在其中的為正弦交變磁場，磁通密度為: 下 頁上 頁返 回第65頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五65wdxyzxdxx渦流方向Bsin(wt)假設(shè)厚度d比趨膚深度d小很多，則渦流不會減少磁

29、芯內(nèi)部的磁通。如果該磁導(dǎo)體是用在變壓器中的一片硅鋼片，電導(dǎo)率為,假設(shè)在x處的厚度變化率為dx,x-y軸的總磁通量可以由下式求出： 下 頁上 頁返 回第66頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五66運(yùn)用法拉第定律，磁通的變化會產(chǎn)生一個(gè)電壓u(t) 即考察導(dǎo)體寬為L，長為2w，厚為dx的電阻，其表達(dá)式為： 這小環(huán)流中的瞬時(shí)功率損耗P(t)為： 下 頁上 頁返 回第67頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五67整個(gè)體積上對上式進(jìn)行積分，可以得到硅鋼片中對時(shí)間的平均渦流損耗Pec: ：時(shí)間平均值 單位體積的功率損耗Pec,sp為： 下 頁上 頁返 回第68頁

30、，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五68只要硅鋼片的厚度足夠薄，渦流損耗較小。如果磁通和硅鋼片的水平面 (yz平面) 有一定的傾斜角，渦流損耗將會變得比較大。 硅鋼片的電導(dǎo)率比較大，導(dǎo)致趨膚效應(yīng)和渦流損耗，比鐵氧體磁芯的功率損耗大。鐵氧體中，由于電阻率很大，基本上沒有趨膚效應(yīng)和渦流損耗。 下 頁上 頁返 回第69頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五692.3.2 磁芯的尺寸和形狀設(shè)計(jì) 鐵氧體磁芯主要有環(huán)形，帶有氣隙的罐形，UI型，EI型，EE型，以及UU型等。 daa /2h /2baa/2繞線有效面積 hwbw14a1.9a下 頁上 頁返 回第7

31、0頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五70daa /2h /2baa/2對EE型的磁芯，經(jīng)驗(yàn)上的最佳尺寸匹配是：ba=a , d=1.5a,ha=2.5a, bw=0.75a,hw=2a 下 頁上 頁返 回第71頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五71EE型的磁芯各相關(guān)尺寸 名稱 磁芯窗口面積Acore 磁芯體積Vcore繞線槽總體積VW 電感和變壓器的總表面積 繞線窗口面積Aw大小 1.5a2 1.4a2 2.1a4 12.3a3 59.6a2 13.5cm3 1.5cm2 1.4cm2 2.1cm4 13.5a3 12.3cm3 59.6cm

32、2 下 頁上 頁返 回表2.1 第72頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五722.4 銅線繞組 2.4.1 銅線填充系數(shù) hwbwgBonnin氣隙2gAw單純的銅線導(dǎo)體的橫截面積為Acu。下 頁上 頁返 回第73頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五73設(shè)穿過繞線窗口的銅線總根數(shù)為N、銅線導(dǎo)體的橫截面積為Acu，兩者相乘就得到穿過繞線窗口的銅線總面積。 銅線總面積比繞線窗口面積AW小銅線為圓形，不可能全部填滿整個(gè)繞線窗；銅線的外面有一層絕緣層。下 頁上 頁返 回第74頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五74銅線填充系數(shù)銅線

33、總面積和繞線窗面積之比。 實(shí)際上的銅線填充系數(shù)，根據(jù)線型的不同而有所不同，絞線大約為0.3左右，單根的銅線約為。下 頁上 頁返 回第75頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五752.4.2 銅損 銅損 銅線電阻造成的功率損耗。 式中， ：導(dǎo)體中的電流密度Irms:導(dǎo)線電流的有效值 下 頁上 頁返 回第76頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五76假定銅線的總體積為 Vw:繞線槽總體積 100時(shí)，銅的電阻率為2.2108m-1 ，Jrms的單位用A/mm2表示，代入上式，則有： 下 頁上 頁返 回例第77頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)4

34、9分，星期五772.4.3 銅線導(dǎo)體的趨膚效應(yīng) H(t)I(t) 流過一段單根銅線的電流i(t)為隨時(shí)間變化的量，該電流在周圍產(chǎn)生磁場。 磁場反過來在導(dǎo)體中產(chǎn)生渦流，導(dǎo)體中心的渦流方向和電流i(t)方向相反，導(dǎo)體中心的電流被抵消。 I(t)I(t)下 頁上 頁返 回第78頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五780J(t)J(t) 導(dǎo)體表面的電流密度最大，電流密度從導(dǎo)體中心向?qū)w表面成指數(shù)變化，如圖所示。銅線導(dǎo)體在不同頻率時(shí)的趨膚深度 頻率(Hz) 50 10.6 5K 0.53趨膚深度d(mm) 0.16 10.6 500K 20K 下 頁上 頁返 回第79頁，共119

35、頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五79為了減少趨膚效應(yīng)，要求使用的銅線的直徑不能夠太大，跟趨膚深度差不多的直徑最好。如果是銅線導(dǎo)體的直徑，當(dāng)d2d,趨膚效應(yīng)基本上可以忽略。交流電時(shí)，電阻比直流時(shí)大，銅線繞組的功率損耗會發(fā)生變化： Rac :交流電阻; Rdc :直流電阻 下 頁上 頁返 回第80頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五802.5 發(fā)熱問題 假設(shè)電流密度是常數(shù)，當(dāng)溫度增加時(shí)，繞組的電阻也會增加，繞組的功率損耗也跟著增加，磁芯的溫度也會相應(yīng)增加。為了保證器件正常工作，必須保持磁芯和繞組的溫度不會超過規(guī)定的極限值。 解決磁芯和繞組的最大溫度限量值是多

36、少？損耗（鐵損和銅損）和溫度之間怎樣定量分析。 下 頁上 頁返 回第81頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五81在實(shí)踐中，最高溫度一般限制在100-125。變壓器或電感的功率損耗都是在磁芯和繞組上，可假設(shè)電感或變壓器的內(nèi)部溫度和表面溫度一樣。決定電感或變壓器溫度的重要參數(shù)是它們和周圍環(huán)境之間的熱阻Rqsa大小。用公式計(jì)算輻射熱Rq.rad 。下 頁上 頁返 回第82頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五82用公式計(jì)算對流熱阻 Rq.conv 將總表面積A ，溫差T ，代入相應(yīng)公式，可得：式中，K1為常數(shù), T固定或已知，因此， 下 頁上 頁返 回第

37、83頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五83Vc：磁芯的體積; Vw:繞線槽總體積 K2為常數(shù)，理想的設(shè)計(jì)中， 磁芯和繞線槽的體積都和特征尺寸a的立方成正比，所以K3為常數(shù)下 頁上 頁返 回第84頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五84可以得到磁通密度和頻率的關(guān)系式： 根據(jù)式K4為常數(shù)下 頁上 頁返 回第85頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五85可得到電流密度的表達(dá)式： 根據(jù)式K5為常數(shù)在特定的溫差范圍內(nèi)（T=Ts-Ta) ，根據(jù)電感或者變壓器的特征尺寸a，可求出磁芯和繞組的功率損耗Psa以及最大的磁通密度Bac和電流密

38、度J。 下 頁上 頁返 回第86頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五86給出了最大電流密度和功率損耗隨特征尺寸a變化的關(guān)系，特性曲線如圖所示。 式和0501001502002503003504000.511.5JA/mm24.543.532.52012345678JPspPspmW/cm3下 頁上 頁返 回第87頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五872.6 具體電感的設(shè)計(jì) 2.6.1 電感的參數(shù) 如要設(shè)計(jì)一個(gè)使用EE型磁芯電感,磁芯的特征尺寸a=1mm,更多其它的磁芯尺寸見表10.1。 daa /2h /2baa/2設(shè)某電感用于最高工作頻率為1

39、00KHz的電路中，額定工作電流為4A,Irms=4A,可采用絞線，銅芯的橫截面積 ACu=0.64mm2,根數(shù)為N=66。 下 頁上 頁返 回第88頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五88假設(shè)繞線骨架（Bobbin）已選好，并且繞線槽剛好繞滿。電感的氣隙g為3mm,電感是黑色的，表面光滑度E=0.9,環(huán)境溫度為Ta=40?；蚋汀?hwbwgBonnin氣隙2gAwH(t)I(t)下 頁上 頁返 回第89頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五892.6.2 電感的特性 2.6.2.1 銅線填充系數(shù)kCu 將N=66,ACu=0.64mm2,及Aw

40、=140mm2代入到中得： 下 頁上 頁返 回第90頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五902.6.2.2 電流密度J和銅損Pw 因?yàn)?Irms=4A 又Vw=12.3cm3 ,由式可得銅損為：所以下 頁上 頁返 回第91頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五912.6.2.3 磁通密度和鐵損 電流最大值為A，假設(shè)Hcore=0，則可以得到氣隙中的Hg 為:磁通密度為A，則下 頁上 頁返 回第92頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五92g邊緣磁力線氣隙處的磁力線分布AgAcoreadg/2g/2氣隙處的等效橫截面積 gg/2

41、g/2氣隙處的磁力線等效分布 下 頁上 頁返 回第93頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五93氣隙中磁力線高度是氣隙的長度g，該矩形面積為： gg/2g/2經(jīng)過有關(guān)推導(dǎo)可得磁通密度查表2.1中相應(yīng)的數(shù)據(jù)代入到上式，而 可得 因沒有直流流過電感，所以，這也就是Bac的值 下 頁上 頁返 回第94頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五94最大磁通量為： 溫度為100、頻率為100KHz時(shí)的功率損耗為245mW/cm3,所以該磁芯的功率損耗為3.3W（磁芯體積13.5cm3, 見表2.1） 3F3103mWcm-3102110磁功率損耗Pm1000C25

42、0C101001000102mTGs磁通密度最大值,Bas40010025F(KHz)下 頁上 頁返 回第95頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五952.6.3 電感值L 假設(shè)電感和磁通成線性關(guān)系，則可得：上面的討論中，忽略了漏感磁通，有時(shí)漏感磁通很大，實(shí)際中應(yīng)考慮。上式中所得的結(jié)果0.31mH比實(shí)際所測的電感值要大，因氣隙g為3mm。 下 頁上 頁返 回第96頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五96第三章電力有源濾波器3.2 控制策略分析 3.1 基本原理描述首 頁第97頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五97第三章 電

43、力有源濾波器 3.1 基本原理描述 所有的下標(biāo)“1”表示基波分量，“h”表示諧波分量假定系統(tǒng)電壓為理想的正弦波，負(fù)載電流 為基波分量 和諧波分量 之和，即：返 回返 回下 頁設(shè)下標(biāo)“p”為有功分量，并定義為直軸分量；下 標(biāo)“q”為無功分量，此即為交軸分量。將基波分量和諧波分量分解后可得：第98頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五98返 回返 回下 頁根據(jù)有功功率的定義知，總的有功功率：對應(yīng)的無功功率可表示為：第99頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五99返 回返 回下 頁US圖3.1 并聯(lián)式電力有源濾波器的控制原理第100頁，共119頁，2022

44、年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五100如圖所示，模塊1為一個(gè)派克變化，它將三相 交流變量變?yōu)橥叫D(zhuǎn)的坐標(biāo)系。經(jīng)過模塊1后，負(fù)載電流的a分量 和b分量 分別寫為：返 回返 回下 頁為了穩(wěn)定直流電壓，控制系統(tǒng)的考慮中，將直軸電流分量（即有功電流分量）與直流電壓取得平衡，則反映直流電壓調(diào)整的和有功電流的表征電流可表示為： 而DUd = Udset - Ud第101頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五101返 回返 回下 頁其中， 是一個(gè)直流整定電壓，它是與負(fù)載的有功功率成一定關(guān)系的變量，為了分析方便起見，先將它設(shè)為固定值。圖3.1中，模塊2為直流電壓比較環(huán)節(jié)，模塊3為P

45、I控制器，這兩個(gè)環(huán)節(jié)僅僅是用于直流電壓的穩(wěn)定控制。模塊4是一個(gè)低通濾波器，它只允許基波分量電流通過。模塊5的任務(wù)則是將同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)再變?yōu)槿嗤叫D(zhuǎn)坐標(biāo)，經(jīng)過模塊4和模塊5后，反映負(fù) 載基波電流與直流電壓的等效電流iud之和的綜合電流if可表示為：第102頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五102模塊6有兩個(gè)比較環(huán)節(jié)，第一個(gè)比較環(huán)節(jié)是將綜合電流if與負(fù)載電流進(jìn)行比較，其電流之差i*只存在負(fù)載的諧波電流與直流電壓等效電流，其表達(dá)式可寫為：返 回返 回下 頁在模塊6的第二個(gè)比較環(huán)節(jié)中，這個(gè)電流差又與補(bǔ)償電流 進(jìn)行比較。值得注意的是，在該比較環(huán)節(jié)中，補(bǔ)償電流 的符號與該電流的

46、參考方向要對應(yīng)。理論上講，該電流中只含有負(fù)載所需的諧波電流分量，負(fù)載需要多少，則有源濾波器應(yīng)提供多少。因此，該電流的實(shí)際方向應(yīng)圖中的參考方向相反，所以，比較環(huán)節(jié)中的符號為“+”，否則，諧波電第103頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五103流就會相互抵消，使后面PWM的調(diào)制波中只含有反映直流電壓的基波電流調(diào)制分量，起不到負(fù)載電流補(bǔ)償?shù)男Ч?。圖3.1中的k1、k2和k3均為常數(shù)，它們在實(shí)際控制程序中對不同輸入電流互感器的變比起當(dāng)量轉(zhuǎn)換的作用。返 回返 回下 頁在理想情況下，假定負(fù)載電流為純粹的三相整流電流負(fù)載，同時(shí)假定三相電壓基本保持為正弦波不變（這與實(shí)際情況是基本符合的

47、），若并接的有源濾波器將其負(fù)載諧波進(jìn)行了完全補(bǔ)償，即系統(tǒng)輸出電流已成為理想的正弦波，則負(fù)載電流 、系統(tǒng)輸出電流波形 和有源濾波器的補(bǔ)償電流 分別如圖3.2中(a)、(b)、(c)所示。第104頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五104圖3.2 理想的有源濾波器補(bǔ)償效果返 回返 回下 頁第105頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五1053.2 控制策略分析由于有源濾波器實(shí)際上是由一個(gè)電壓型逆變器通過連接電感與系統(tǒng)相連，根據(jù)電壓型逆變器PWM調(diào)制輸出的概念可知，調(diào)制波的波形即為逆變器輸出電壓的基波分量，也就是希望輸出的電壓分量。但在此處希望有源濾波器

48、提供負(fù)載所需的諧波電流。而根據(jù)電路的基本原理知，有源濾波器連接電感中的電流與在它兩端所施加的電壓應(yīng)滿足下列方程： 返 回返 回下 頁第106頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五106將上式進(jìn)行移相后可得：若連接電感工作在非線性區(qū)，則應(yīng)有：仍假定負(fù)載電流的諧波得到完全補(bǔ)償，系統(tǒng)輸出電流為理想的正弦波，且節(jié)點(diǎn)電壓也近似認(rèn)為是理想的正弦波，則PWM的調(diào)制波應(yīng)該滿足式（2）的要求，當(dāng)電感工作在飽和區(qū)時(shí)，PWM調(diào)制波則應(yīng)根據(jù)式（3）進(jìn)行控制。返 回返 回下 頁第107頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五107若連接電感工作在線性區(qū)，根據(jù)前面的假定和圖3.1

49、知，由于負(fù)載電流是已知量，而系統(tǒng)輸出電流為負(fù)載的基波電流分量，有源濾波器的補(bǔ)償電流也是能夠計(jì)算得到的，它們之間的關(guān)系為： 該電流波形對應(yīng)圖3.2(c)的波形。由于 的基波分量與調(diào)制波對應(yīng)，根據(jù)式（2）知，除了 的幾個(gè)間斷點(diǎn)外，調(diào)制波其余部分的波形也應(yīng)是正弦波，完整的理想波形如圖3.2(d)所示，只是調(diào)制波與節(jié)點(diǎn)電壓之間有一個(gè)相位差，它與補(bǔ)償電流和連接電感的大小有關(guān)。返 回返 回下 頁第108頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五108借助于第一節(jié)的理論分析，并根據(jù)圖3.1原理，不難得到以下控制方程組：不難看出， ，其中的id即是節(jié)點(diǎn)處輸出的有功電流分量，在穩(wěn)態(tài)情況下，id

50、*反映了直流電壓的幅值，而 信號又來源于直流整定電壓 與實(shí)際反饋電壓的比較輸出，即 又由于直流整定電壓反映的是負(fù)載所需的有功功率， 返 回返 回下 頁第109頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)49分，星期五109因此，這個(gè)整定電壓必須從有功電流分量獲得實(shí)時(shí)更正。設(shè)節(jié)點(diǎn)電壓的相角為零，則其中，K為一個(gè)適當(dāng)?shù)谋壤禂?shù)。值得注意的是，在理想的穩(wěn)態(tài)情況下，電流i*的交、直軸諧波分量應(yīng)與負(fù)載交、直軸諧波電流分量完全對應(yīng)，它也是補(bǔ)償電流應(yīng)該輸出的電流。為了說明問題方便起見，用 表示負(fù)載電流的諧波成分，同時(shí)考慮到所建立的直流電壓應(yīng)能支撐負(fù)載所需的有功功率，則逆變器等效基波輸出電壓與它們之間的關(guān)系可用下式表述：返 回返 回下 頁第110頁，共119頁，2022年，5月20日，23點(diǎn)