開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件

ByStanleyQEDepartment,QRALITEONelectronics(Dongguan)co.,LTD

PFC電路原理及其相關(guān)計(jì)算ByStanleyPFC電路原理及其相關(guān)計(jì)算一.簡介

穩(wěn)定的能源設(shè)備除了能供應(yīng)系統(tǒng)維持正常的功能外并影響整個(gè)系統(tǒng)的特性，再者當(dāng)今能源短缺急需節(jié)約能源潮流的驅(qū)使下，設(shè)計(jì)產(chǎn)生高效率的能源設(shè)備，減少能源浪費(fèi)是為眾所追求的目標(biāo)。并且在電力品質(zhì)與電力性能方面也必須有較嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)，例如：較大的額定功率,較小的雜訊干擾，較理想的能源使用率等等，都是設(shè)計(jì)電路必須考慮的問題，而電源轉(zhuǎn)換器之功率因數(shù)則直接影響上述性能。

一般而言，提升功率因數(shù)直接影響下述問題：1.雜訊干擾問題。由于橋式整流所所產(chǎn)生之輸入電流一不規(guī)則且不連續(xù)之脈動(dòng)電流，含有大量之高頻諧波，因此對于一些電子周邊設(shè)備將產(chǎn)生一些不必要的干擾，。故為了抑制高頻諧波電流干擾必須利用外加電路來修正輸入電流使其接近正弦，如此方能降低輸入電流中之高頻諧波含量進(jìn)一步克服雜訊干擾的問題。一.PFC電路基本原理一.簡介一.PFC電路基本原理2.能源浪費(fèi)問題:

過低的功率因數(shù)值若是從能量之觀點(diǎn)來解釋,意味著輸入電流的總諧波失真(TotalHarmonicDistortion,THD)很高，因此一部傳統(tǒng)式電源從標(biāo)準(zhǔn)插座（StandardOutlet)上所吸取之功率將只有插座上額定功率的五分之三左右，異言之將有五分之二的能量消耗在高頻諧波電流上。因此為了提升電源轉(zhuǎn)換器之輸出額定功率，減少能源浪費(fèi)及雜訊干擾功率因數(shù)較正是有其必要的。二.功率因數(shù)修正技術(shù)一般的橋式整流之所以會(huì)導(dǎo)致PF值較低，可有以下討論看出，如圖所示，全橋式整流只有在電源電壓Vi高于電容電壓Vo時(shí)才會(huì)導(dǎo)通，在這些期間輸入電流必須供應(yīng)半周所需之能量，因此其波形呈現(xiàn)高尖之特性，這樣的波形含有大量的高次諧波，其功率因數(shù)也只能達(dá)到0.5~0.7。

2.能源浪費(fèi)問題:①最低輸入電壓的確定如圖：

電壓

電流PFC相關(guān)參數(shù)的計(jì)算①最低輸入電壓的確定PFC相關(guān)參數(shù)的計(jì)算有D=Ton/(Ton+Toff)則：Ton=D/FPFC,Toff=(1-D)/FPFC上升斜率=ΔＩ/Ton下降斜率=ΔＩ/Toff又根據(jù)電感的特性方程：U=Ldi/dt得當(dāng)PFCMOS管導(dǎo)通時(shí)√2Uimin=LΔＩ/Ton⑴當(dāng)PFCMOS管截止時(shí)U0高壓－√2Uimin=LΔＩ/Toff⑵⑴/⑵可得：√2Uimin／(U0高壓－√2Uimin)=Toff/Ton=(1-D)/D由上式可得Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2由此式可知，電源輸入電壓的最小值是由PFCMOS占空比和PFC電路最終輸出的高壓直流電壓的數(shù)值而決定的，在PA-1151-3電路中，U0高壓＝390V,PFC芯片L6561最大占空比有D=Ton/(Ton+Toff)則：Ton=70%.

將U0高壓、Dmax代入上式可得：Uimin=82.73V因此選取輸入電壓的下限為Uimin=85V.

②PFC二極管的確定由能量守恒可知，在輸入電壓最小時(shí)，輸入電流最大。設(shè)最大的輸入電流有效值為Iinmax(rms)則有：Iinmax(rms)＝U0I0/η1Uimin它和流經(jīng)PFC電路得電流ΔＩ關(guān)系為ΔＩ＝Iinmax(rms)×２√２＝２√２U0I0/η1Uimin對于此機(jī)種，將U0=12V,I0=13A(fan=0.5A),η1=0.73,Uimin=85V,代入上述方程得：

I=7.1109A實(shí)際測量如圖：70%.CH4為電流波形：CH4為電流波形：③PFC電感感值的確定因?yàn)樵赑FCMOS管截止時(shí),PFC電感上的電流不會(huì)突變,所以下降得電流會(huì)流過D102,所以對于D102,它所流經(jīng)的最大電流應(yīng)為I=ΔＩ＝２√２UoIo/η1Uimin又√2Uinmin=LPFCΔＩ/Δt=(2LPFCUoIofPFC√2)/(η1DpfcMAXUinmin)可得：LPFC=(Dpfcmaxη1Uimin2)/(2U0I0FPFC)

將Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2代入上式

LPFC=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0I0FPFC)從L的關(guān)系式可知L的大小由輸出最大電流Io,PFCMOS管的最低工作頻率fPFC、最大占空比Dpfcmax,最小輸入電壓Uimin,電源效率η1,共同決定的。將DpfcMAX=0.7,η1=0.73,U0=12V,I0=12.5A(fan=0.5A),FPFC=35KHz代入上式得

LPFC=320uH,（實(shí)際測得LPFC=315uH）

開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件④電源輸出極限電流的確定

由上述的PFC感知的確定公式可以導(dǎo)出I0I0=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0LPFCFPFC)

從上述公式可知若要電源輸出極限電流，則PFC電路的工作頻率最低，且占空比最大。

將DMAX=0.7,η1=0.73,LPFC=320uH,FPFC=27KHz代入得

I0MAX=16.867A(實(shí)際測得輸出極限電流為17.1A)

同時(shí)從上述得輸出電流公式也讓我們看到了在電源輸出任意電流值的情況下，占空比和PFC電路工作頻率之間的關(guān)系。④電源輸出極限電流的確定

實(shí)際測得PFC芯片工作最低頻率26.74KHz實(shí)際測得PFC芯片工作最低頻率26.74KHz開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算ByCdZhangQEDepartment,QRALITEONelectronics(Dongguan)co.,LTD開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算ByCdZhang

⑤

變壓器主線圈感值的確定因?yàn)樽儔浩淝岸溯斎腚妷汗潭?所以不論任何輸入電壓,主MOS的開關(guān)頻率幾乎固定不變,設(shè)變壓器的變比為N,開關(guān)頻率為f主,,(經(jīng)試驗(yàn)測得N=11f主=70KHz)MOS管上的電壓和流經(jīng)變壓器的電流如下圖所示:

xy⑤變壓器主線圈感值的確定xy

由功率守衡可知;

U0高壓*Irms=W功/η2=U0I0/η2

可得;Irms=U0I0/U0高壓η2下面列方程,主要依據(jù)：

一周期中變壓器上升的電流有效值應(yīng)等于Irms

上升斜率應(yīng)符合電感特性方程

U=Ldi/dt

初次級電流的變比應(yīng)符合N.倍的關(guān)系.因此得到方程組.

X*D主/F主+?Y*D主/F主=Irms/F主

YF主/D主=U0高壓/LI=X=I0/N

解得;

X=

I0/NY=2I0(U0/D主η2U0高壓-1/N)L=D主2U0高壓2η2N/(2I0F主(U0N-D主η2U0高壓))

從上述解中可得到一個(gè)隱函條件,即Y≧0.因?yàn)橹鱉OS管在道通時(shí),變壓器的電流不可能下降.所以從Y≧0條件中解得

U0/D主η2U0高壓≧1/N開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件得

D≦U0N/η2U0高壓

即主MOS管的最大占空比

因?yàn)樵诙蝹?cè)應(yīng)屬于降壓型電路,則輸入與輸出應(yīng)符合

輸出=輸入*D對于此電路應(yīng)有

U0=D主U0高壓/N可得:D主=U0N/U0高壓

將D主=U0N/U0高壓代入L得表達(dá)式有

X=I0/NY=2(1-η2)I0/Nη2L=U0N2η2/(2I0F主(1-η2))

將U0=12V,N=11,η2=0.5,I0=1A(實(shí)際測得在輸出電流為1A時(shí),電源效率為46.5%,考慮到此效率是變壓器前端至輸出的效率,所以取η2=0.5),F主=70KHz代入L的表達(dá)式得到L的感值大小

L=10.37mH(實(shí)際測得11.2mH)得

從上述的推導(dǎo)過程可以看出，此處的η2應(yīng)是變壓器至輸出的效率,為此可取η2=0.85，在機(jī)臺(tái)滿載情況下(I0=13A)可計(jì)算出X=1.186A,Y=0.4186A.在超載時(shí)（I0=17A）可計(jì)算出X=1.551A,Y=0.547A,X+Y=2.098A.實(shí)際測的波形如圖:

LOAD17ACH2為電流波形（1A/div）

對L進(jìn)行討論：

令L為η的函數(shù)，對L求導(dǎo)可以得到

L’=1/(1-η)2

其函數(shù)圖形如圖:從圖形上可以清楚地看到若機(jī)臺(tái)的工作效率高，那么對應(yīng)的主變壓器的感值就要適當(dāng)?shù)奶岣?。開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件

⑥二次側(cè)整流二極管的確定按變壓器的變比將一次側(cè)的電流變換致二次側(cè)可知,二次側(cè)電流大致波形為:

從電流變比的關(guān)系很容易計(jì)算出二次側(cè)電流的峰值

Ipeak=N(X+Y)=I0(2-η2)/η2

取η2等于0.85，I0等于12.5A(正常工作)得Ipeak=16.912AI0等于17A(工作極限)得

Ipeak=23A

⑥二次側(cè)整流二極管的確定討論：從上述關(guān)于二次側(cè)整流二極管所流電流峰值的公式中可以看到，此峰值電流只和效率，輸出電流有關(guān)。在這里我們可以把I看作是η的函數(shù)，對其求導(dǎo)得:

I.’=-2/η2.所以I是遞減函數(shù)，其大致曲線如圖:討論：⑦主MOS耐壓值的確定從變壓器的電流波形可知,電流在減少時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反電動(dòng)勢。

在主MOS導(dǎo)通時(shí)有:

V0高壓=(ΔＩ/Δ

ton)*L主

(電感特性)=Δ

Ф

/Δ

t=ΔB*S*N/Δ

ton(法拉第電磁感應(yīng)定律)

從中可以導(dǎo)出

ΔB=(

V0高壓Δ

ton)/SN

在截止時(shí),由法拉第電磁感應(yīng)定律：

ε=ε反+ε漏=Δ

Ф/Δ

tr=ΔB*S*N/Δ

tr

=(V0高壓Δ

ton)/

Δ

tr

上式變形后得;

ε*Δ

tr=V0高壓Δ

ton

(面積相等,tr包括泄磁階段,恢復(fù)階段)

同時(shí)在截止時(shí),由二次測反加回一次側(cè)的電壓ε反大小應(yīng)為

ε反=V0’*N

這樣在主MOS上產(chǎn)生的壓降為

V=V0高壓+ε反=

V0高壓+V0’*N在考慮主變壓器的漏感時(shí)有下述方程：

ε漏=(Ip/tr泄磁)*L漏

⑦主MOS耐壓值的確定

所以加在MOS管上的總壓降是

V=V0高壓+V0’*N+ε漏=V0高壓+(V0/D主)*N+(Ip/tr泄磁)*L漏

又因?yàn)棣欧磻?yīng)當(dāng)相等，則ε反=(V0高壓Δ

ton)/

Δ

tr-ε漏

1式

ε反=V0’*N2式

通過1,2兩式可以得出

Δ

ton=｛(V0’*N+ε漏)/V0高壓｝*Δ

tr

取V0高壓=390V,V0=12V,D主=0.3385,N=11,Ip=1.537A,tr泄磁=2uS,L漏=30uH帶入上式得;

V=390+389.9+23.055=802.955V

所以加在MOS管上的總壓降是

實(shí)際測得主MOS管電壓波形如圖(U=810V)實(shí)際測得主MOS管電壓波形如圖(U=810V)

從耐壓值的公式上看到，這個(gè)高壓和輸出電流的大小有一定的關(guān)系，但是從公式中可知及便時(shí)滿載輸出由漏感所引起的反向電壓也只有23V.也就是說不論機(jī)臺(tái)輸出與否，只要處在工作之中，那么主MOS管就要承受壓降。主變壓器泄磁波形從耐壓值的公式上看到，這個(gè)高壓和輸出電流的大小有一定的關(guān)系⑧

PFC電容的確定

由電容的定義式C=ΔQ/ΔU,所以只需確定

ΔQ，ΔU即可。因?yàn)殡娙萆系碾妷簯?yīng)是一個(gè)近乎于穩(wěn)定的高壓直流電壓，但實(shí)際上是一個(gè)直流量和交流量的迭加如圖,所以ΔU應(yīng)對應(yīng)于交流電壓在MOS管道通時(shí)的改變量。ΔQ應(yīng)對應(yīng)于在MOS管道通時(shí)改變的電量。⑧PFC電容的確定由芯片的資料可知,當(dāng)１腳感應(yīng)到I’=37uA電流變化時(shí)它將調(diào)整工作頻率，從而使高壓直流穩(wěn)定。開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件

所以迭加在直流量上的交流電壓的表達(dá)式如下：

U交=I’Rsinωt對其求導(dǎo)可得到ΔUΔU=I’R2πf入D/f主

ΔQ=Y*D主/(2f主)=Io*(1-η2)*D主/(Nη2f主)

C=ΔQ/ΔU=｛(1-η2)*I0｝/(Nη2I’R2πf入)

將η2=0.85,I0=12.5A（正常工作）,N=11,R=(2*511)KΩ,f入＝47Hz代入上式得到電容值為18.0327uF

若取I0=17A,則對應(yīng)的電容容值為25.524uF.⑨

關(guān)機(jī)時(shí)間的確定

由能量關(guān)系可知，電容上消耗的能量應(yīng)等于負(fù)載得到的能量，隨著電容上電壓的下降，為了保持輸出端電壓的穩(wěn)定，MOS管會(huì)逐漸增加占空比，但當(dāng)占空比達(dá)到極大值。所以迭加在直流量上的交流電壓的表達(dá)式如下：時(shí)，便會(huì)出現(xiàn)電壓下掉，如圖:可以推知在輸出電壓開始下掉時(shí)，電容上的電壓應(yīng)為

U=NU0/D主MAX=ηU0高壓所以有：

1/2C(U0高壓2-U2)=U0I0T/η

化簡可得

T=U0高壓2(1-η2)ηC/(2U0I0)時(shí)，便會(huì)出現(xiàn)電壓下掉，如圖:可以推知在輸出電壓開始下掉時(shí)，電

說明:因?yàn)榇藭r(shí)機(jī)臺(tái)以無交流電輸入，變壓器前端的效率會(huì)隨著電容上電壓的下降而下降，所以上面的公式中η取值為η1與η2的平均值。令其為0.79.將U0高壓＝390V,η=0.79,U0=12V,I0=12.5A,C=120uF代入上式得到關(guān)機(jī)時(shí)間

T=18.067mS

(實(shí)際測得17.98mS如圖所示)LOAD:12.5A

說明:因?yàn)榇藭r(shí)機(jī)臺(tái)以無交流電輸入，變壓器前端的效率會(huì)隨著電可利用上式導(dǎo)出

C=(2TU0I0)/｛U02(1-η)η｝對于此機(jī)種，規(guī)格要求HOLDUPTIME為10mS.代入相關(guān)資料可得HOLDUPTIME為10Ms時(shí)的電容值大小應(yīng)為

C=66.419uF討論：

由T的表達(dá)式可知，T是η的函數(shù)，也即關(guān)機(jī)時(shí)間的大小和η有著一定的關(guān)系，為此對T求導(dǎo)得：

T’=1-3η2令其等于零得到

T=(1/3)0.5＝0.577

當(dāng)T<(1/3)0.5時(shí)，函數(shù)遞增，

當(dāng)T>(1/3)0.5時(shí),函數(shù)遞減，

當(dāng)T=(1/3)0.5時(shí),函數(shù)取得極值?？衫蒙鲜綄?dǎo)出草圖如下

⑩內(nèi)升式OVP點(diǎn)的確定

在確定主變壓器感值時(shí)，由Y的關(guān)系式導(dǎo)出了主MOS管工作頻率的極限值DMAX=U0N/η2Uo高壓.將有關(guān)數(shù)值代入得到DMAX=0.3982.也就是說次級側(cè)所能達(dá)到的最高電壓為

U=U0高壓*DMAX/N

將U0高壓＝390V,DMAX=0.3982,N=11代入得到U=14.118V.草圖如下⑩內(nèi)升式OVP點(diǎn)的確定為驗(yàn)證此數(shù)值的正確性,做了過壓保護(hù)測試，波形如圖:(LOAD:5A)為驗(yàn)證此數(shù)值的正確性,做了過壓保護(hù)測試，波形如圖:(LOAD

LOAD:10ALOAD:10AByStanleyQEDepartment,QRALITEONelectronics(Dongguan)co.,LTD

PFC電路原理及其相關(guān)計(jì)算ByStanleyPFC電路原理及其相關(guān)計(jì)算一.簡介

穩(wěn)定的能源設(shè)備除了能供應(yīng)系統(tǒng)維持正常的功能外并影響整個(gè)系統(tǒng)的特性，再者當(dāng)今能源短缺急需節(jié)約能源潮流的驅(qū)使下，設(shè)計(jì)產(chǎn)生高效率的能源設(shè)備，減少能源浪費(fèi)是為眾所追求的目標(biāo)。并且在電力品質(zhì)與電力性能方面也必須有較嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)，例如：較大的額定功率,較小的雜訊干擾，較理想的能源使用率等等，都是設(shè)計(jì)電路必須考慮的問題，而電源轉(zhuǎn)換器之功率因數(shù)則直接影響上述性能。

一般而言，提升功率因數(shù)直接影響下述問題：1.雜訊干擾問題。由于橋式整流所所產(chǎn)生之輸入電流一不規(guī)則且不連續(xù)之脈動(dòng)電流，含有大量之高頻諧波，因此對于一些電子周邊設(shè)備將產(chǎn)生一些不必要的干擾，。故為了抑制高頻諧波電流干擾必須利用外加電路來修正輸入電流使其接近正弦，如此方能降低輸入電流中之高頻諧波含量進(jìn)一步克服雜訊干擾的問題。一.PFC電路基本原理一.簡介一.PFC電路基本原理2.能源浪費(fèi)問題:

過低的功率因數(shù)值若是從能量之觀點(diǎn)來解釋,意味著輸入電流的總諧波失真(TotalHarmonicDistortion,THD)很高，因此一部傳統(tǒng)式電源從標(biāo)準(zhǔn)插座（StandardOutlet)上所吸取之功率將只有插座上額定功率的五分之三左右，異言之將有五分之二的能量消耗在高頻諧波電流上。因此為了提升電源轉(zhuǎn)換器之輸出額定功率，減少能源浪費(fèi)及雜訊干擾功率因數(shù)較正是有其必要的。二.功率因數(shù)修正技術(shù)一般的橋式整流之所以會(huì)導(dǎo)致PF值較低，可有以下討論看出，如圖所示，全橋式整流只有在電源電壓Vi高于電容電壓Vo時(shí)才會(huì)導(dǎo)通，在這些期間輸入電流必須供應(yīng)半周所需之能量，因此其波形呈現(xiàn)高尖之特性，這樣的波形含有大量的高次諧波，其功率因數(shù)也只能達(dá)到0.5~0.7。

2.能源浪費(fèi)問題:①最低輸入電壓的確定如圖：

電壓

電流PFC相關(guān)參數(shù)的計(jì)算①最低輸入電壓的確定PFC相關(guān)參數(shù)的計(jì)算有D=Ton/(Ton+Toff)則：Ton=D/FPFC,Toff=(1-D)/FPFC上升斜率=ΔＩ/Ton下降斜率=ΔＩ/Toff又根據(jù)電感的特性方程：U=Ldi/dt得當(dāng)PFCMOS管導(dǎo)通時(shí)√2Uimin=LΔＩ/Ton⑴當(dāng)PFCMOS管截止時(shí)U0高壓－√2Uimin=LΔＩ/Toff⑵⑴/⑵可得：√2Uimin／(U0高壓－√2Uimin)=Toff/Ton=(1-D)/D由上式可得Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2由此式可知，電源輸入電壓的最小值是由PFCMOS占空比和PFC電路最終輸出的高壓直流電壓的數(shù)值而決定的，在PA-1151-3電路中，U0高壓＝390V,PFC芯片L6561最大占空比有D=Ton/(Ton+Toff)則：Ton=70%.

將U0高壓、Dmax代入上式可得：Uimin=82.73V因此選取輸入電壓的下限為Uimin=85V.

②PFC二極管的確定由能量守恒可知，在輸入電壓最小時(shí)，輸入電流最大。設(shè)最大的輸入電流有效值為Iinmax(rms)則有：Iinmax(rms)＝U0I0/η1Uimin它和流經(jīng)PFC電路得電流ΔＩ關(guān)系為ΔＩ＝Iinmax(rms)×２√２＝２√２U0I0/η1Uimin對于此機(jī)種，將U0=12V,I0=13A(fan=0.5A),η1=0.73,Uimin=85V,代入上述方程得：

I=7.1109A實(shí)際測量如圖：70%.CH4為電流波形：CH4為電流波形：③PFC電感感值的確定因?yàn)樵赑FCMOS管截止時(shí),PFC電感上的電流不會(huì)突變,所以下降得電流會(huì)流過D102,所以對于D102,它所流經(jīng)的最大電流應(yīng)為I=ΔＩ＝２√２UoIo/η1Uimin又√2Uinmin=LPFCΔＩ/Δt=(2LPFCUoIofPFC√2)/(η1DpfcMAXUinmin)可得：LPFC=(Dpfcmaxη1Uimin2)/(2U0I0FPFC)

將Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2代入上式

LPFC=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0I0FPFC)從L的關(guān)系式可知L的大小由輸出最大電流Io,PFCMOS管的最低工作頻率fPFC、最大占空比Dpfcmax,最小輸入電壓Uimin,電源效率η1,共同決定的。將DpfcMAX=0.7,η1=0.73,U0=12V,I0=12.5A(fan=0.5A),FPFC=35KHz代入上式得

LPFC=320uH,（實(shí)際測得LPFC=315uH）

開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件④電源輸出極限電流的確定

由上述的PFC感知的確定公式可以導(dǎo)出I0I0=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0LPFCFPFC)

從上述公式可知若要電源輸出極限電流，則PFC電路的工作頻率最低，且占空比最大。

將DMAX=0.7,η1=0.73,LPFC=320uH,FPFC=27KHz代入得

I0MAX=16.867A(實(shí)際測得輸出極限電流為17.1A)

同時(shí)從上述得輸出電流公式也讓我們看到了在電源輸出任意電流值的情況下，占空比和PFC電路工作頻率之間的關(guān)系。④電源輸出極限電流的確定

實(shí)際測得PFC芯片工作最低頻率26.74KHz實(shí)際測得PFC芯片工作最低頻率26.74KHz開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算ByCdZhangQEDepartment,QRALITEONelectronics(Dongguan)co.,LTD開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算ByCdZhang

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變壓器主線圈感值的確定因?yàn)樽儔浩淝岸溯斎腚妷汗潭?所以不論任何輸入電壓,主MOS的開關(guān)頻率幾乎固定不變,設(shè)變壓器的變比為N,開關(guān)頻率為f主,,(經(jīng)試驗(yàn)測得N=11f主=70KHz)MOS管上的電壓和流經(jīng)變壓器的電流如下圖所示:

xy⑤變壓器主線圈感值的確定xy

由功率守衡可知;

U0高壓*Irms=W功/η2=U0I0/η2

可得;Irms=U0I0/U0高壓η2下面列方程,主要依據(jù)：

一周期中變壓器上升的電流有效值應(yīng)等于Irms

上升斜率應(yīng)符合電感特性方程

U=Ldi/dt

初次級電流的變比應(yīng)符合N.倍的關(guān)系.因此得到方程組.

X*D主/F主+?Y*D主/F主=Irms/F主

YF主/D主=U0高壓/LI=X=I0/N

解得;

X=

I0/NY=2I0(U0/D主η2U0高壓-1/N)L=D主2U0高壓2η2N/(2I0F主(U0N-D主η2U0高壓))

從上述解中可得到一個(gè)隱函條件,即Y≧0.因?yàn)橹鱉OS管在道通時(shí),變壓器的電流不可能下降.所以從Y≧0條件中解得

U0/D主η2U0高壓≧1/N開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件得

D≦U0N/η2U0高壓

即主MOS管的最大占空比

因?yàn)樵诙蝹?cè)應(yīng)屬于降壓型電路,則輸入與輸出應(yīng)符合

輸出=輸入*D對于此電路應(yīng)有

U0=D主U0高壓/N可得:D主=U0N/U0高壓

將D主=U0N/U0高壓代入L得表達(dá)式有

X=I0/NY=2(1-η2)I0/Nη2L=U0N2η2/(2I0F主(1-η2))

將U0=12V,N=11,η2=0.5,I0=1A(實(shí)際測得在輸出電流為1A時(shí),電源效率為46.5%,考慮到此效率是變壓器前端至輸出的效率,所以取η2=0.5),F主=70KHz代入L的表達(dá)式得到L的感值大小

L=10.37mH(實(shí)際測得11.2mH)得

從上述的推導(dǎo)過程可以看出，此處的η2應(yīng)是變壓器至輸出的效率,為此可取η2=0.85，在機(jī)臺(tái)滿載情況下(I0=13A)可計(jì)算出X=1.186A,Y=0.4186A.在超載時(shí)（I0=17A）可計(jì)算出X=1.551A,Y=0.547A,X+Y=2.098A.實(shí)際測的波形如圖:

LOAD17ACH2為電流波形（1A/div）

對L進(jìn)行討論：

令L為η的函數(shù)，對L求導(dǎo)可以得到

L’=1/(1-η)2

其函數(shù)圖形如圖:從圖形上可以清楚地看到若機(jī)臺(tái)的工作效率高，那么對應(yīng)的主變壓器的感值就要適當(dāng)?shù)奶岣摺ｉ_關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件

⑥二次側(cè)整流二極管的確定按變壓器的變比將一次側(cè)的電流變換致二次側(cè)可知,二次側(cè)電流大致波形為:

從電流變比的關(guān)系很容易計(jì)算出二次側(cè)電流的峰值

Ipeak=N(X+Y)=I0(2-η2)/η2

取η2等于0.85，I0等于12.5A(正常工作)得Ipeak=16.912AI0等于17A(工作極限)得

Ipeak=23A

⑥二次側(cè)整流二極管的確定討論：從上述關(guān)于二次側(cè)整流二極管所流電流峰值的公式中可以看到，此峰值電流只和效率，輸出電流有關(guān)。在這里我們可以把I看作是η的函數(shù)，對其求導(dǎo)得:

I.’=-2/η2.所以I是遞減函數(shù)，其大致曲線如圖:討論：⑦主MOS耐壓值的確定從變壓器的電流波形可知,電流在減少時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反電動(dòng)勢。

在主MOS導(dǎo)通時(shí)有:

V0高壓=(ΔＩ/Δ

ton)*L主

(電感特性)=Δ

Ф

/Δ

t=ΔB*S*N/Δ

ton(法拉第電磁感應(yīng)定律)

從中可以導(dǎo)出

ΔB=(

V0高壓Δ

ton)/SN

在截止時(shí),由法拉第電磁感應(yīng)定律：

ε=ε反+ε漏=Δ

Ф/Δ

tr=ΔB*S*N/Δ

tr

=(V0高壓Δ

ton)/

Δ

tr

上式變形后得;

ε*Δ

tr=V0高壓Δ

ton

(面積相等,tr包括泄磁階段,恢復(fù)階段)

同時(shí)在截止時(shí),由二次測反加回一次側(cè)的電壓ε反大小應(yīng)為

ε反=V0’*N

這樣在主MOS上產(chǎn)生的壓降為

V=V0高壓+ε反=

V0高壓+V0’*N在考慮主變壓器的漏感時(shí)有下述方程：

ε漏=(Ip/tr泄磁)*L漏

⑦主MOS耐壓值的確定

所以加在MOS管上的總壓降是

V=V0高壓+V0’*N+ε漏=V0高壓+(V0/D主)*N+(Ip/tr泄磁)*L漏

又因?yàn)棣欧磻?yīng)當(dāng)相等，則ε反=(V0高壓Δ

ton)/

Δ

tr-ε漏

1式

ε反=V0’*N2式

通過1,2兩式可以得出

Δ

ton=｛(V0’*N+ε漏)/V0高壓｝*Δ

tr

取V0高壓=390V,V0=12V,D主=0.3385,N=11,Ip=1.537A,tr泄磁=2uS,L漏=30uH帶入上式得;

V=390+389.9+23.055=802.955V

所以加在MOS管上的總壓降是

實(shí)際測得主MOS管電壓波形如圖(U=810V)實(shí)際測得主MOS管電壓波形如圖(U=810V)

從耐壓值的公式上看到，這個(gè)高壓和輸出電流的大小有一定的關(guān)系，但是從公式中可知及便時(shí)滿載輸出由漏感所引起的反向電壓也只有23V.也就是說不論機(jī)臺(tái)輸出與否，只要處在工作之中，那么主MOS管就要承受壓降。主變壓器泄磁波形從耐壓值的公式上看到，這個(gè)高壓和輸出電流的大小有一定的關(guān)系⑧

PFC電容的確定

由電容的定義式C=ΔQ/ΔU,所以只需確定

ΔQ，ΔU即可。因?yàn)殡娙萆系碾妷簯?yīng)是一個(gè)近乎于穩(wěn)定的高壓直流電壓，但實(shí)際上是一個(gè)直流量和交流量的迭加如圖,所以ΔU應(yīng)對應(yīng)于交流電壓在MOS管道通時(shí)的改變量。ΔQ應(yīng)對應(yīng)于在MOS管道通時(shí)改變的電量。⑧PFC電容的確定由芯片的資料可知,當(dāng)１腳感應(yīng)到I’=37uA電流變化時(shí)它將調(diào)整工作頻率，從而使高壓直流穩(wěn)定。開關(guān)電源參數(shù)計(jì)算(帶PFC)剖析課件

所以迭加在直流量上的交流電壓的表達(dá)式如下：