PWM 控制器SG3525的 調(diào)頻原理剖析課件

PWM控制器SG3525的變頻控制PWM控制器SG3525的變頻控制SG3525的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

SG3525主要由基準(zhǔn)穩(wěn)壓源、振蕩器、誤差放大器、PWM比較器和鎖存器、分相器、或非門電路和圖騰輸出電路等幾大部分組成。如圖1所示：SG3525的內(nèi)部結(jié)構(gòu)SG3525主要由基準(zhǔn)穩(wěn)壓源、振基本原理腳16為SG3525的基準(zhǔn)電壓源輸出，精度可以達(dá)到（5.1±1％）V，采用了溫度補(bǔ)償，而且設(shè)有過流保護(hù)電路。SG3525的振蕩器通過外接時基電容和電阻產(chǎn)生鋸齒波振蕩，同時產(chǎn)生時鐘脈沖信號，該信號的脈沖寬度與鋸齒波的下降沿相對應(yīng)。時鐘脈沖作為由T觸發(fā)器組成的分相器的觸發(fā)信號，用來產(chǎn)生相位差為180°的一對方波信號。誤差放大器是一個兩級差分放大器，直流開環(huán)增益為70dB左右。經(jīng)差分放大的信號與振蕩器輸出的鋸齒波電壓分別加至PWM比較器的反相輸入端和同相輸入端，比較器輸出的調(diào)制信號經(jīng)鎖存后作為或非門電路的輸入信號。由腳11、腳14輸出兩路互差180°的PWM信號。輸出末級采用推挽輸出電路，拉電流和灌電流峰值達(dá)200mA。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收間出現(xiàn)重疊導(dǎo)通。在重疊處有一個電流尖脈沖，持續(xù)時間約為l00ns?？梢栽?3腳處接一個約0.lμF的電容濾去電壓尖峰?；驹砟_16為SG3525的基準(zhǔn)電壓源輸出，精度PWM脈沖頻率

SG3525的PWM的脈沖頻率由振蕩器的鋸齒波頻率決定，每路PWM的頻率是鋸齒波頻率的一半；脈沖寬度由誤差放大器的輸出電壓控制，誤差放大器的輸出電壓越高、脈沖寬度越大，最大脈沖寬度為鋸齒波上升時間tp（鋸齒波周期T，死區(qū)時間td）。PWM脈沖頻率SG3525的PWM的脈沖頻率由振蕩器SG3525內(nèi)部振蕩器

SG3525振蕩器內(nèi)部電路見圖2所示。假定腳6對參考地接電阻RT、腳5對參考地接電容CT、腳5與腳7間接電阻RD；圖2中所有三極管的基極與射極（或射極與基極）間導(dǎo)通壓降為0.6V、集電極與發(fā)射極間導(dǎo)通壓降為0、流過基極的電流相對于流過其他兩極的電流忽略不計；腳3接參考地，Q10截止。SG3525內(nèi)部振蕩器SG3525振蕩器內(nèi)部電路見圖2PWM控制器SG3525的調(diào)頻原理剖析課件PWM脈寬頻率的分析

圖2中，Q1、Q3與RT一起組成一個恒流源，流過電容CT的電流IC等于流過電阻RT的電流IR，即

IC=IR=(5.1-0.6-0.6)/RT=3.9/RT。

上電時，電容CT電壓（腳5電壓）VC=0，Q5、Q6截止，Q8、Q9、Q12、Q13導(dǎo)通，Q11、Q14、Q4、Q2截止，電容CT開始充電。當(dāng)電容CT電壓VC（Q6基極電壓）大于此時的Q9基極電壓VH時，Q5、Q6導(dǎo)通，Q8、Q9、Q12、Q13截止，Q11、Q14、Q4、Q2導(dǎo)通，電容CT通過電阻RD與Q2放電，同時Q9基極電壓降為VL。當(dāng)電容CT電壓VC下降到＜Q9基極電壓VL時，Q5、Q6截止，Q8、Q9、Q12、Q13導(dǎo)通，Q11、Q14、Q4、Q2截止，電容CT開始充電。如此循環(huán)，腳5電壓就形成了鋸齒波。PWM脈寬頻率的分析圖2中，Q1、Q3與RT一起組成一PWM脈寬頻率的計算鋸齒波最高點電壓

VH=5.1×14/（14+7.4）=3.34V鋸齒波最低點電壓

VL=5.1×1.75/（1.75+7.4）=0.98V（1.75kΩ為2kΩ電阻與14kΩ電阻的并聯(lián)電阻）PWM脈寬頻率的計算鋸齒波最高點電壓電容CT電壓VC從VH到VL的變化過程經(jīng)歷的時間為td，有

VL=ICRD+(VHICRD)Exp[td/(CTRD)]

td=CTRDln[CTRDln[(13.9RD/RT)/(3.34-3.9RD/RT)]當(dāng)3.9RD/RT<<1時：td≈CTRDln3.34=1.21CTRD電容CT電壓VC從VH到VL的變化過程經(jīng)歷的時間為td，有電容CT電壓VC從VL到VH的變化過程經(jīng)歷的時間為tp，有

VH=VL+ICtp/CT=VL+3.9tp/(CTRT)

tp=CTRT(VH-VL)/3.9

=CTRT(3.34-0.98)/3.9

=0.61CTRT鋸齒波的周期為

T=0.61CTRT+1.21CTRD電容CT電壓VC從VL到VH的變化過程經(jīng)歷的時間為tp，有結(jié)論

從上述分析可知，鋸齒波的周期表面上是由CT、RT及RD決定的，本質(zhì)上是由CT、IR（IRT=ICT）及RD決定的，其中tp=CT(VH-VL)/IR改變流過電阻RT的電流（Q1集電極的電流），就可以改變鋸齒波的周期。進(jìn)一步說，改變流出腳6的電流，就可以改變鋸齒波的周期，從而改變PWM的脈沖頻率。流出腳6的電流越大，PWM的脈沖頻率越高。根據(jù)SG3525振蕩器內(nèi)部電路的特性，流出腳6的電流要控制在0.025～1.8mA。腳6的電流必須為流出！否則，可能燒毀SG3525或控制電路。電容CT在0.001～0.1μF取值，電阻RD在0～500Ω取值。結(jié)論從上述分析可知，鋸齒波的周期表面上是由CT、RT及利用SG3525實現(xiàn)變頻控制SG3525實現(xiàn)變頻控制的示意圖如圖3所示

圖3中，放大器A1的輸出電壓Vk控制SG3525的腳6流出的電流值IC。圖3中腳6外部電路與圖2中的Q1、Q3、VREF一起構(gòu)成了一個對電容CT充電的恒流源。恒流源正常工作時，腳6的電壓

V6=VREF－2VBE=5.1-2×0.6=3.9V

利用SG3525實現(xiàn)變頻控制SG3525實現(xiàn)變頻控制的示意圖V6值在腳6流出電流的一定范圍內(nèi)不變，可以看成一個+3.9V的電壓源。見圖4。

IC=IR+IR=（3.9-Vk）/R1+3.9/R2

tp=CT(VH-VL)/IC=2.36CT/ICTV6值在腳6流出電流的一定范圍內(nèi)不變，可以看成一個+3.9V

在R1、R2、CT選定后，由Vk決定tp的大小。RD＜100Ω時，Vk對td影響不大。此時，Vk控制PWM的脈沖頻率。設(shè)計時，IC一定要控制在0.025～1.8mA內(nèi)。

由此可見，圖3中放大器A1可以由SG3525的脈沖寬度或電源的輸出電流、輸出電壓作為輸入，構(gòu)成P或PI（PID）調(diào)節(jié)器，形成脈寬變頻控制或電流、電壓變頻控制電路。

結(jié)語

利用PWM控制器SG3525實現(xiàn)變頻控制，電路簡單、性能可靠。上述思路與方法已應(yīng)用在大范圍可調(diào)的開關(guān)電源的設(shè)計中，效果良好。其他的PWM控制器芯片也可參照此實現(xiàn)變頻控制。結(jié)語利用PWM控制器SG3525實現(xiàn)變頻控制，電路簡單謝謝觀看PWM控制器SG3525的調(diào)頻原理剖析課件PWM控制器SG3525的變頻控制PWM控制器SG3525的變頻控制SG3525的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

SG3525主要由基準(zhǔn)穩(wěn)壓源、振蕩器、誤差放大器、PWM比較器和鎖存器、分相器、或非門電路和圖騰輸出電路等幾大部分組成。如圖1所示：SG3525的內(nèi)部結(jié)構(gòu)SG3525主要由基準(zhǔn)穩(wěn)壓源、振基本原理腳16為SG3525的基準(zhǔn)電壓源輸出，精度可以達(dá)到（5.1±1％）V，采用了溫度補(bǔ)償，而且設(shè)有過流保護(hù)電路。SG3525的振蕩器通過外接時基電容和電阻產(chǎn)生鋸齒波振蕩，同時產(chǎn)生時鐘脈沖信號，該信號的脈沖寬度與鋸齒波的下降沿相對應(yīng)。時鐘脈沖作為由T觸發(fā)器組成的分相器的觸發(fā)信號，用來產(chǎn)生相位差為180°的一對方波信號。誤差放大器是一個兩級差分放大器，直流開環(huán)增益為70dB左右。經(jīng)差分放大的信號與振蕩器輸出的鋸齒波電壓分別加至PWM比較器的反相輸入端和同相輸入端，比較器輸出的調(diào)制信號經(jīng)鎖存后作為或非門電路的輸入信號。由腳11、腳14輸出兩路互差180°的PWM信號。輸出末級采用推挽輸出電路，拉電流和灌電流峰值達(dá)200mA。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收間出現(xiàn)重疊導(dǎo)通。在重疊處有一個電流尖脈沖，持續(xù)時間約為l00ns。可以在13腳處接一個約0.lμF的電容濾去電壓尖峰。基本原理腳16為SG3525的基準(zhǔn)電壓源輸出，精度PWM脈沖頻率

SG3525的PWM的脈沖頻率由振蕩器的鋸齒波頻率決定，每路PWM的頻率是鋸齒波頻率的一半；脈沖寬度由誤差放大器的輸出電壓控制，誤差放大器的輸出電壓越高、脈沖寬度越大，最大脈沖寬度為鋸齒波上升時間tp（鋸齒波周期T，死區(qū)時間td）。PWM脈沖頻率SG3525的PWM的脈沖頻率由振蕩器SG3525內(nèi)部振蕩器

SG3525振蕩器內(nèi)部電路見圖2所示。假定腳6對參考地接電阻RT、腳5對參考地接電容CT、腳5與腳7間接電阻RD；圖2中所有三極管的基極與射極（或射極與基極）間導(dǎo)通壓降為0.6V、集電極與發(fā)射極間導(dǎo)通壓降為0、流過基極的電流相對于流過其他兩極的電流忽略不計；腳3接參考地，Q10截止。SG3525內(nèi)部振蕩器SG3525振蕩器內(nèi)部電路見圖2PWM控制器SG3525的調(diào)頻原理剖析課件PWM脈寬頻率的分析

圖2中，Q1、Q3與RT一起組成一個恒流源，流過電容CT的電流IC等于流過電阻RT的電流IR，即

IC=IR=(5.1-0.6-0.6)/RT=3.9/RT。

上電時，電容CT電壓（腳5電壓）VC=0，Q5、Q6截止，Q8、Q9、Q12、Q13導(dǎo)通，Q11、Q14、Q4、Q2截止，電容CT開始充電。當(dāng)電容CT電壓VC（Q6基極電壓）大于此時的Q9基極電壓VH時，Q5、Q6導(dǎo)通，Q8、Q9、Q12、Q13截止，Q11、Q14、Q4、Q2導(dǎo)通，電容CT通過電阻RD與Q2放電，同時Q9基極電壓降為VL。當(dāng)電容CT電壓VC下降到＜Q9基極電壓VL時，Q5、Q6截止，Q8、Q9、Q12、Q13導(dǎo)通，Q11、Q14、Q4、Q2截止，電容CT開始充電。如此循環(huán)，腳5電壓就形成了鋸齒波。PWM脈寬頻率的分析圖2中，Q1、Q3與RT一起組成一PWM脈寬頻率的計算鋸齒波最高點電壓

VH=5.1×14/（14+7.4）=3.34V鋸齒波最低點電壓

VL=5.1×1.75/（1.75+7.4）=0.98V（1.75kΩ為2kΩ電阻與14kΩ電阻的并聯(lián)電阻）PWM脈寬頻率的計算鋸齒波最高點電壓電容CT電壓VC從VH到VL的變化過程經(jīng)歷的時間為td，有

VL=ICRD+(VHICRD)Exp[td/(CTRD)]

td=CTRDln[CTRDln[(13.9RD/RT)/(3.34-3.9RD/RT)]當(dāng)3.9RD/RT<<1時：td≈CTRDln3.34=1.21CTRD電容CT電壓VC從VH到VL的變化過程經(jīng)歷的時間為td，有電容CT電壓VC從VL到VH的變化過程經(jīng)歷的時間為tp，有

VH=VL+ICtp/CT=VL+3.9tp/(CTRT)

tp=CTRT(VH-VL)/3.9

=CTRT(3.34-0.98)/3.9

=0.61CTRT鋸齒波的周期為

T=0.61CTRT+1.21CTRD電容CT電壓VC從VL到VH的變化過程經(jīng)歷的時間為tp，有結(jié)論

從上述分析可知，鋸齒波的周期表面上是由CT、RT及RD決定的，本質(zhì)上是由CT、IR（IRT=ICT）及RD決定的，其中tp=CT(VH-VL)/IR改變流過電阻RT的電流（Q1集電極的電流），就可以改變鋸齒波的周期。進(jìn)一步說，改變流出腳6的電流，就可以改變鋸齒波的周期，從而改變PWM的脈沖頻率。流出腳6的電流越大，PWM的脈沖頻率越高。根據(jù)SG3525振蕩器內(nèi)部電路的特性，流出腳6的電流要控制在0.025～1.8mA。腳6的電流必須為流出！否則，可能燒毀SG3525或控制電路。電容CT在0.001～0.1μF取值，電阻RD在0～500Ω取值。結(jié)論從上述分析可知，鋸齒波的周期表面上是由CT、RT及利用SG3525實現(xiàn)變頻控制SG3525實現(xiàn)變頻控制的示意圖如圖3所示

圖3中，放大器A1的輸出電壓Vk控制SG3525的腳6流出的電流值IC。圖3中腳6外部電路與圖2中的Q1、Q3、VREF一起構(gòu)成了一個對電容CT充電的恒流源。恒流源正常工作時，腳6的電壓

V6=VREF－2VBE=5.1-2×0.6=3.9V