第三章-電壓比較器、弛張振蕩器及模擬開關(guān)課件

3.1電壓比較器

3.1.1電壓比較器的基本特性電壓比較器的功能是比較兩個(gè)輸入電壓的大小，據(jù)此決定輸出是高電平還是低電平。高電平相當(dāng)于數(shù)字電路中的邏輯“1”，低電平相當(dāng)于邏輯“0”。比較器輸出只有兩個(gè)狀態(tài)，不論是“1”或是“0”，比較器都工作在非線性狀態(tài)。注意：在運(yùn)算電路中所使用的“虛地”概念在非線性條件下不滿足；只在臨界狀態(tài)時(shí)才可使用。3.1電壓比較器3.1.1電壓比較器的基本特性1圖3.1.1電壓比較器的符號及傳輸特性圖3.1.1電壓比較器的符號及傳輸特性2

1.高電平(UoH)和低電平(UoL)

電壓比較器可以用運(yùn)放構(gòu)成，也可用專用芯片構(gòu)成。用運(yùn)放構(gòu)成的比較器，其高電平UoH可接近于正電源電壓(UCC)，低電平UoL可接近于負(fù)電源電壓(-UEE)。專用比較器的輸出電平一般與數(shù)字電路兼容，即UoH＝3.4V左右，UoL＝－0.4V左右。

2.鑒別靈敏度在實(shí)際電路中，集成運(yùn)放和專用比較器芯片的Aud不為無窮大，ui在ur附近的一個(gè)很小范圍內(nèi)存在著一個(gè)比較器的不靈敏區(qū)。如圖3.1.1(b)中虛線所示的輸入電壓變化范圍，在該范圍內(nèi)輸出狀態(tài)既非UoH，也非UoL，故無法實(shí)現(xiàn)對輸入電平大小進(jìn)行判別。Aud越大，則這個(gè)不靈敏區(qū)就越小，工程上稱比較器的鑒別靈敏度越高。1.高電平(UoH)和低電平(Uo3

3.轉(zhuǎn)換速度轉(zhuǎn)換速度是比較器的另一個(gè)重要特性，即比較器的輸出狀態(tài)產(chǎn)生轉(zhuǎn)換所需要的時(shí)間。通常要求轉(zhuǎn)換時(shí)間盡可能短，以便實(shí)現(xiàn)高速比較。比較器的轉(zhuǎn)換速度與器件壓擺率SR有關(guān)，SR越大，輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時(shí)間就越短，比較器的轉(zhuǎn)換速度越高。3.轉(zhuǎn)換速度4

3.1.2電壓比較器的開環(huán)應(yīng)用––簡單比較器

1.過零比較器

令參考電平ur=0。若Ui＞0，uo=UoL若Ui＜0，uo=UoH這種電路可做為零電平檢測器。該電路也可用于“整形”，將不規(guī)則的輸入波形整形成規(guī)則的矩形波。問題：若參考電平ur≠0。而是接參考電壓UREF，輸出波形會有什么樣的變化？3.1.2電壓比較器的開環(huán)應(yīng)用––簡單比較器問題5圖3.1.2過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形(a)過零比較器整形波形；(b)脈寬調(diào)制器輸出波形圖3.1.2過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形6第三章__電壓比較器、弛張振蕩器及模擬開關(guān)課件7【例3.1.1】電路及輸入信號波形分別如圖3.1.3(a)、(b)所示，其中C為交流耦合電容，試分別畫出和的波形圖?！纠?.1.1】電路及輸入信號波形分別如圖3.8

3.1.3遲滯比較器––正反饋比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器1.簡單比較器應(yīng)用中存在的問題一是輸出電壓轉(zhuǎn)換時(shí)間受比較器翻轉(zhuǎn)速度（壓擺率SR）的限制，導(dǎo)致高頻脈沖的邊緣不夠陡峭(如圖3.1.5(a)所示)；二是抗干擾能力差，如圖3.1.5(b)所示，若ui在參考電壓ur(=0)附近有噪聲或干擾，則輸出波形將產(chǎn)生錯(cuò)誤的跳變，直至ui遠(yuǎn)離ur值才穩(wěn)定下來。如果對受干擾的uo波形去計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)值必然會多出許多，從而造成極大的誤差。3.1.3遲滯比較器––正反饋比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸9圖3.1.5簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況(a)輸出波形邊緣不陡峭(b)受干擾情況圖3.1.5簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況10

2.遲滯比較器電路及傳輸特性

為了解決以上兩個(gè)問題，可將比較器設(shè)置兩個(gè)閾值，只要干擾信號不超過這兩個(gè)閾值，比較器就不會跳變，從而提高比較器的抗干擾能力。利用這種思想設(shè)計(jì)出來的電壓比較器稱為遲滯比較器，或稱施密特觸發(fā)器。電路是在簡單比較器基礎(chǔ)上增加了正反饋電路實(shí)現(xiàn)的。正反饋也加快了翻轉(zhuǎn)速度。

2.遲滯比較器電路及傳輸特性111)反向輸入的遲滯比較器

R2將uo反饋到運(yùn)放的同相端與R1一起構(gòu)成正反饋，其正反饋系數(shù)F為上門限電壓下門限電壓1)反向輸入的遲滯比較器上門限電壓下門限電壓12該電路傳輸特性分析：因?yàn)樾盘柤釉谶\(yùn)放反相端，所以ui為負(fù)時(shí)，uo必為正，且等于高電平UoH=UCC。此時(shí)，同相端電壓(U+)為參考電平Ur1:(3.1.2)當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化，且ui=Uf=Ur1時(shí)，輸出將由高電平轉(zhuǎn)換為低電平。我們稱uo從高到低所對應(yīng)的ui轉(zhuǎn)換電平為上門限電壓，記為UTH。即(3.1.3)該電路傳輸特性分析：(3.1.2)當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化，13

而后，ui再增大，uo將維持在低電平。注意此時(shí)比較器的參考電壓Ur也將發(fā)生變化，即(3.1.4)可見，當(dāng)ui由正變負(fù)的比較電平將是Ur2(負(fù)值)，故只有當(dāng)ui變得比Ur2更負(fù)時(shí)，uo才又從低變高。所以，稱Ur2為下門限電壓，記為UTL，即(3.1.5)特點(diǎn)：輸出端從高電平跳變到低電平對應(yīng)的閾值電壓與從低電平跳變到高電平對應(yīng)的閾值電壓不同！而后，ui再增大，uo14綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性曲線如圖3.1.6(b)所示。由于它像磁性材料的磁滯回線，因此稱之為遲滯比較器或滯回比較器。遲滯比較器的上、下門限之差稱之為回差，用ΔU表示：(3.1.6)正是由于回差的存在，才提高了比較器的抗干擾能力。綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性曲線如15如圖3.1.7所示。由于使電路輸出狀態(tài)跳變的輸入電壓不發(fā)生在同一電平上，當(dāng)ui上疊加有干擾信號時(shí)，只要該干擾信號的幅度不大于回差ΔU，則該干擾的存在就不會導(dǎo)致比較器輸出狀態(tài)的錯(cuò)誤跳變。應(yīng)該指出，回差ΔU的存在使比較器的鑒別靈敏度降低了。輸入電壓ui的峰峰值必須大于回差，否則，輸出電平不可能轉(zhuǎn)換。如圖3.1.7所示。由于使電路輸出狀16圖3.1.7遲滯比較器輸出波形圖3.1.7遲滯比較器輸出波形17

2)同相輸入遲滯比較器電路如圖3.1.8(a)所示，信號與反饋都加到運(yùn)放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有當(dāng)同相端電壓U+=U-=0時(shí)，輸出狀態(tài)才發(fā)生跳變。而同相端電壓等于正反饋電壓與ui在此端分壓的疊加。據(jù)此，可得該電路的上門限電壓和下門限電壓分別為

(3.1.7)(3.1.8)2)同相輸入遲滯比較器(3.1.718其傳輸特性如圖3.1.8(b)所示。遲滯比較器又名施密特觸發(fā)器或雙穩(wěn)態(tài)電路，它有兩個(gè)狀態(tài)，且具有記憶功能。圖3.1.8同相輸入遲滯比較器及其傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性曲線其傳輸特性如圖3.1.8(b)所示。19【例3.1.2】電路如圖3.1.9(a)所示，輸入電壓ui的波形如圖3.1.9(b)所示，試畫出uo1

、uo2的波形圖。圖3.1.9電路圖與波形圖【例3.1.2】電路如圖3.1.9(a)所示，輸入電壓ui20解：A1為反相比例放大器，A2為反相輸入遲滯比較器，傳輸特性如圖3.1.10(a)、(b)所示。波形如圖3.1.9(c)所示。波形如圖3.1.9(d)所示。圖3.1.10A1、A2傳輸特性解：A1為反相比例放大器，A2為反相輸入遲滯比較器，傳輸特21

3.2弛張振蕩器弛張振蕩器即方波–三角波產(chǎn)生器。對于方波信號發(fā)生器，其狀態(tài)有時(shí)維持不變，而有時(shí)則發(fā)生突跳。為區(qū)別于正弦振蕩器，人們將這種有張有弛的信號發(fā)生器稱之為弛張振蕩器。弛張振蕩器必須是一個(gè)正反饋電路，它由兩部分組成：一部分是狀態(tài)記憶電路;另一部分是定時(shí)電路，即控制狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間的電路。如圖3.2.1所示，一般用遲滯比較器作為狀態(tài)記憶電路，而用積分器作為定時(shí)電路。3.2弛張振蕩器22圖3.2.1弛張振蕩器框圖圖3.2.1弛張振蕩器框圖23

3.2.1單運(yùn)放弛張振蕩器單運(yùn)放將狀態(tài)記憶電路和定時(shí)電路集中在一起，如圖3.2.2(a)所示，其中帶正反饋的運(yùn)放構(gòu)成遲滯比較器，RC構(gòu)成積分器即定時(shí)電路。其波形如圖3.2.2(b)所示。圖3.2.2單運(yùn)放弛張振蕩器電路及波形3.2.1單運(yùn)放弛張振蕩器圖3.2.2單運(yùn)放24假定輸出為高電平(UoH)，且電容初始電壓uC(0)=0，那么電容被充電，uC(t)以指數(shù)規(guī)律上升，并趨向UoH。此時(shí)，運(yùn)放同相端電壓U+為(3.2.1)

該電壓為比較器的參考電平。當(dāng)uC上升到該電平值時(shí)，即U-=U+，則輸出狀態(tài)要發(fā)生翻轉(zhuǎn)，即由高電平跳變到低電平UoL。我們將此時(shí)的U+記為高門限電壓UTH：(3.2.2)假定輸出為高電平(UoH)，且電容初始25

一旦Uo變?yōu)榈碗娖剑娙蓍_始放電，后又反充電，uC以指數(shù)規(guī)律下降，并趨向UoL。但是，因?yàn)榇藭r(shí)的U+變?yōu)榱硪粋€(gè)參考電平(下門限電壓)

當(dāng)uC下降到UTL時(shí)，輸出又從低電平跳變到高電平。周而復(fù)始，運(yùn)放輸出為方波，其峰峰值為

(3.2.3)(3.2.4)一旦Uo變?yōu)榈碗娖剑娙蓍_始放電，26電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為(3.2.5)

因?yàn)殡娙莩潆姾头烹姇r(shí)常數(shù)均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%?，F(xiàn)在來計(jì)算振蕩頻率f0。首先計(jì)算時(shí)間T1。如圖3.2.2(b)所示，根據(jù)三要素法，電容電壓uC(t)為(3.2.6)電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為(3.2.5)27(3.2.7)將式(3.2.6)代入式(3.2.7)，得(3.2.7)將式(3.2.6)代入式(3.2.7)，得28

改變時(shí)常數(shù)RC及正反饋系數(shù)，比值均可改變振蕩頻率。(3.2.8)改變時(shí)常數(shù)RC及正反饋系數(shù)，29

3.2.2雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器如圖3.2.3所示，運(yùn)放A1構(gòu)成同相輸入的遲滯比較器，A2為理想積分器。A1輸出為方波，該方波通過電阻R給電容C恒流充放電，形成三角波，反過來三角波又去控制遲滯比較器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換，周而復(fù)始形成振蕩，其波形如圖3.2.4所示。圖3.2.3雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器3.2.2雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器圖30圖3.2.4雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器輸出波形圖3.2.4雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器輸出波形31

1.uo1和uo2幅度的計(jì)算1)uo1的幅度由圖可見，uo1的高電平UoH=UCC，低電平UoL=-UEE，所以其峰峰值為(3.2.9)

uo2為三角波。當(dāng)uo1為高電平時(shí)，C充電，充電電流(α為電位器RW的分壓比)，uo2隨時(shí)間線性下降。再看A1，其反相端接地，當(dāng)U+過零時(shí)，A1輸出狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，而U+等于uo1和uo2的疊加，即1.uo1和uo2幅度的計(jì)算(3.2.9)32

2)uo2的幅度同理，當(dāng)uo2為低電平時(shí)，C反充電，充電電流，uo2隨時(shí)間線性上升，當(dāng)U+再次過零時(shí)，算出2)uo2的幅度33(3.2.10)(3.2.10)34

2.頻率f0的計(jì)算我們知道，在T1時(shí)間間隔內(nèi)，電容C的電壓增量由式ΔUC=ΔQ/C計(jì)算得

(3.2.11)2.頻率f0的計(jì)算(3.2.11)35uo(t)t0UoHRbCRaCUoL－＋AuoR3R1R2aCbV1V2RWRbRa占空比可調(diào)：調(diào)節(jié)電位器抽頭的位置，充放電時(shí)常數(shù)就不等。uo(t)t0UoHRbCRaCUoL－＋AuoR3R1R236圖示電路為單運(yùn)放弛張振蕩器。其中集成運(yùn)放用作反相遲滯比較器，輸出電源電壓UCC或-UEE，R3隔離輸出的電源電壓與穩(wěn)壓二極管DZ1和DZ2限幅后的電壓。仍然認(rèn)為DZ1和DZ2的穩(wěn)定電壓為UZ，而導(dǎo)通電壓UD(on)近似為零。經(jīng)過限幅，輸出電壓uo可以是高電壓UOH=UZ或低電壓UOL=-UZ。第四章圖示電路為單運(yùn)放弛張振蕩器。其中集成運(yùn)放用作37窗口比較器假定UR2＞UR1ui＜UR1，Uo1為低電平UoL，V1截止Uo2為高電平UoH，V2導(dǎo)通，Uo≈UoH。UR1＜ui＜UR2，

Uo1和Uo2均為低電平UoL，V1、V2同時(shí)截止，輸出Uo=0。ui＞UR2，Uo1為高電平UoH，V1導(dǎo)通Uo2為低電平UoL，V2截止，Uo≈UoH。窗口比較器假定UR2＞UR1ui＜38窗口比較器利用上述窗口比較器設(shè)計(jì)的雙向高壓過壓檢測電路窗口比較器利用上述窗393.3單片集成專用電壓比較器1.通用低速型(LM311/211/111)3.3單片集成專用電壓比較器1.通用低速型(LM311/402.通用型/中速型(LM119)2.通用型/中速型(LM119)413.高精度/低失調(diào)/低功耗(LM339/239/139)3.高精度/低失調(diào)/低功耗(LM339/239/139)424.高速/低功耗(MAX901~903)4.高速/低功耗(MAX901~903)43

【例3.3.1】由單片集成電壓比較器LM311構(gòu)成的整形電路如圖3.3.1(a)。LM311的輸出電平轉(zhuǎn)換時(shí)間為200ns。若分別輸入頻率為fi1=1kHz，fi2=1MHz，fi3=5MHz的正弦信號，試問輸出波形將有何變化。圖3.3.1電壓比較器和輸出波形(a)電路；(b)對應(yīng)不同信號頻率的輸出波形【例3.3.1】由單片集成電壓比較器LM311構(gòu)成的整形電44解(1)對于fi1=1kHz的輸入信號，比較器的輸出為方波。(2)對于fi2=1MHz的輸入信號，比較器的轉(zhuǎn)換時(shí)間將對波形有較大影響，其輸出方波的邊緣已經(jīng)很差(如圖3.3.1(b)所示)。(3)對于fi3=5MHz的信號，其周期為200ns，半個(gè)周期時(shí)間為100ns，已經(jīng)少于比較器的轉(zhuǎn)換時(shí)間(200ns)，所以比較器的狀態(tài)根本來不及翻轉(zhuǎn)，故輸出波形為一不變的直線(如圖3.3.1(b)所示)。所以，我們在使用器件時(shí)，一定要注意器件的特性是否滿足我們的實(shí)際需要。解(1)對于fi1=1kHz的輸入信號，比較器的輸出為方波453.4模擬開關(guān)

模擬開關(guān)是電子系統(tǒng)中常用的基本單元電路，用來控制信號的通斷。一個(gè)理想的模擬開關(guān)，應(yīng)接通時(shí)相當(dāng)于短路，關(guān)斷時(shí)相當(dāng)于開路，工作速度要快，各開關(guān)間的隔離度要好。模擬開關(guān)可由雙極型晶體管構(gòu)成，也可以用MOS場效應(yīng)管構(gòu)成。CMOS模擬開關(guān)具有電路簡單、功耗小、導(dǎo)通電阻小、關(guān)斷電阻大等優(yōu)點(diǎn)，因而得到廣泛應(yīng)用。3.4模擬開關(guān)模擬開關(guān)46圖3.4.1CC4046四雙向模擬開關(guān)1.CC4066模擬開關(guān)3.4.1常用模擬開關(guān)圖3.4.1CC4046四雙向模擬開關(guān)1.CC472.CD4051模擬開關(guān)圖3.4.2CD4051結(jié)構(gòu)框圖2.CD4051模擬開關(guān)圖3.4.2CD40548圖3.4.3CD4051引腳圖及功能表(a)引腳圖(b)功能表圖3.4.3CD4051引腳圖及功能表49圖3.4.4MAX4661的引腳圖及主要參數(shù)3.MAX4661模擬開關(guān)圖3.4.4MAX4661的引腳圖及主要參數(shù)3503.4.2模擬開關(guān)的應(yīng)用

1.增益控制

圖3.4.5所示為一反相比例放大器，若要求輸入電阻一定，而增益可控，則可以在反饋支路中置入模擬開關(guān)。隨著控制電壓UCi的不同，反饋電阻也不同，以此達(dá)到控制增益的目的。圖3.4.5增益控制電路3.4.2模擬開關(guān)的應(yīng)用圖3.4.512.脈沖調(diào)制

如圖3.4.6所示，一正弦波加入到模擬開關(guān)輸入端，控制端是一寬度為τ，周期為T的脈沖波，則輸出波形為已調(diào)脈沖波。圖3.4.6脈沖調(diào)制電路及波形2.脈沖調(diào)制圖3.4.6脈沖523.時(shí)分多路數(shù)據(jù)采集諸如CD4051一類的模擬開關(guān)，有三個(gè)控制端(分別為A、B、C)、八個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端。當(dāng)賦予A、B、C不同的邏輯值(0或1)時(shí)，則輸出端依次接通其中的一路輸入信號(相當(dāng)于單刀多擲開關(guān))，從而實(shí)現(xiàn)時(shí)分多路巡回?cái)?shù)據(jù)采集的目的，如圖3.4.7所示。圖3.4.7CD4051模擬開關(guān)用于多路信號數(shù)據(jù)采集3.時(shí)分多路數(shù)據(jù)采集圖3.4.7CD4051模擬開533.1電壓比較器

3.1.1電壓比較器的基本特性電壓比較器的功能是比較兩個(gè)輸入電壓的大小，據(jù)此決定輸出是高電平還是低電平。高電平相當(dāng)于數(shù)字電路中的邏輯“1”，低電平相當(dāng)于邏輯“0”。比較器輸出只有兩個(gè)狀態(tài)，不論是“1”或是“0”，比較器都工作在非線性狀態(tài)。注意：在運(yùn)算電路中所使用的“虛地”概念在非線性條件下不滿足；只在臨界狀態(tài)時(shí)才可使用。3.1電壓比較器3.1.1電壓比較器的基本特性54圖3.1.1電壓比較器的符號及傳輸特性圖3.1.1電壓比較器的符號及傳輸特性55

1.高電平(UoH)和低電平(UoL)

電壓比較器可以用運(yùn)放構(gòu)成，也可用專用芯片構(gòu)成。用運(yùn)放構(gòu)成的比較器，其高電平UoH可接近于正電源電壓(UCC)，低電平UoL可接近于負(fù)電源電壓(-UEE)。專用比較器的輸出電平一般與數(shù)字電路兼容，即UoH＝3.4V左右，UoL＝－0.4V左右。

2.鑒別靈敏度在實(shí)際電路中，集成運(yùn)放和專用比較器芯片的Aud不為無窮大，ui在ur附近的一個(gè)很小范圍內(nèi)存在著一個(gè)比較器的不靈敏區(qū)。如圖3.1.1(b)中虛線所示的輸入電壓變化范圍，在該范圍內(nèi)輸出狀態(tài)既非UoH，也非UoL，故無法實(shí)現(xiàn)對輸入電平大小進(jìn)行判別。Aud越大，則這個(gè)不靈敏區(qū)就越小，工程上稱比較器的鑒別靈敏度越高。1.高電平(UoH)和低電平(Uo56

3.轉(zhuǎn)換速度轉(zhuǎn)換速度是比較器的另一個(gè)重要特性，即比較器的輸出狀態(tài)產(chǎn)生轉(zhuǎn)換所需要的時(shí)間。通常要求轉(zhuǎn)換時(shí)間盡可能短，以便實(shí)現(xiàn)高速比較。比較器的轉(zhuǎn)換速度與器件壓擺率SR有關(guān)，SR越大，輸出狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需的時(shí)間就越短，比較器的轉(zhuǎn)換速度越高。3.轉(zhuǎn)換速度57

3.1.2電壓比較器的開環(huán)應(yīng)用––簡單比較器

1.過零比較器

令參考電平ur=0。若Ui＞0，uo=UoL若Ui＜0，uo=UoH這種電路可做為零電平檢測器。該電路也可用于“整形”，將不規(guī)則的輸入波形整形成規(guī)則的矩形波。問題：若參考電平ur≠0。而是接參考電壓UREF，輸出波形會有什么樣的變化？3.1.2電壓比較器的開環(huán)應(yīng)用––簡單比較器問題58圖3.1.2過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形(a)過零比較器整形波形；(b)脈寬調(diào)制器輸出波形圖3.1.2過零比較器及脈寬調(diào)制器輸出波形59第三章__電壓比較器、弛張振蕩器及模擬開關(guān)課件60【例3.1.1】電路及輸入信號波形分別如圖3.1.3(a)、(b)所示，其中C為交流耦合電容，試分別畫出和的波形圖?！纠?.1.1】電路及輸入信號波形分別如圖3.61

3.1.3遲滯比較器––正反饋比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器1.簡單比較器應(yīng)用中存在的問題一是輸出電壓轉(zhuǎn)換時(shí)間受比較器翻轉(zhuǎn)速度（壓擺率SR）的限制，導(dǎo)致高頻脈沖的邊緣不夠陡峭(如圖3.1.5(a)所示)；二是抗干擾能力差，如圖3.1.5(b)所示，若ui在參考電壓ur(=0)附近有噪聲或干擾，則輸出波形將產(chǎn)生錯(cuò)誤的跳變，直至ui遠(yuǎn)離ur值才穩(wěn)定下來。如果對受干擾的uo波形去計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)值必然會多出許多，從而造成極大的誤差。3.1.3遲滯比較器––正反饋比較器––雙穩(wěn)態(tài)觸62圖3.1.5簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況(a)輸出波形邊緣不陡峭(b)受干擾情況圖3.1.5簡單比較器輸出波形邊緣不陡峭及受干擾的情況63

2.遲滯比較器電路及傳輸特性

為了解決以上兩個(gè)問題，可將比較器設(shè)置兩個(gè)閾值，只要干擾信號不超過這兩個(gè)閾值，比較器就不會跳變，從而提高比較器的抗干擾能力。利用這種思想設(shè)計(jì)出來的電壓比較器稱為遲滯比較器，或稱施密特觸發(fā)器。電路是在簡單比較器基礎(chǔ)上增加了正反饋電路實(shí)現(xiàn)的。正反饋也加快了翻轉(zhuǎn)速度。

2.遲滯比較器電路及傳輸特性641)反向輸入的遲滯比較器

R2將uo反饋到運(yùn)放的同相端與R1一起構(gòu)成正反饋，其正反饋系數(shù)F為上門限電壓下門限電壓1)反向輸入的遲滯比較器上門限電壓下門限電壓65該電路傳輸特性分析：因?yàn)樾盘柤釉谶\(yùn)放反相端，所以ui為負(fù)時(shí)，uo必為正，且等于高電平UoH=UCC。此時(shí)，同相端電壓(U+)為參考電平Ur1:(3.1.2)當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化，且ui=Uf=Ur1時(shí)，輸出將由高電平轉(zhuǎn)換為低電平。我們稱uo從高到低所對應(yīng)的ui轉(zhuǎn)換電平為上門限電壓，記為UTH。即(3.1.3)該電路傳輸特性分析：(3.1.2)當(dāng)ui由負(fù)逐漸向正變化，66

而后，ui再增大，uo將維持在低電平。注意此時(shí)比較器的參考電壓Ur也將發(fā)生變化，即(3.1.4)可見，當(dāng)ui由正變負(fù)的比較電平將是Ur2(負(fù)值)，故只有當(dāng)ui變得比Ur2更負(fù)時(shí)，uo才又從低變高。所以，稱Ur2為下門限電壓，記為UTL，即(3.1.5)特點(diǎn)：輸出端從高電平跳變到低電平對應(yīng)的閾值電壓與從低電平跳變到高電平對應(yīng)的閾值電壓不同！而后，ui再增大，uo67綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性曲線如圖3.1.6(b)所示。由于它像磁性材料的磁滯回線，因此稱之為遲滯比較器或滯回比較器。遲滯比較器的上、下門限之差稱之為回差，用ΔU表示：(3.1.6)正是由于回差的存在，才提高了比較器的抗干擾能力。綜上所述，遲滯比較器的傳輸特性曲線如68如圖3.1.7所示。由于使電路輸出狀態(tài)跳變的輸入電壓不發(fā)生在同一電平上，當(dāng)ui上疊加有干擾信號時(shí)，只要該干擾信號的幅度不大于回差ΔU，則該干擾的存在就不會導(dǎo)致比較器輸出狀態(tài)的錯(cuò)誤跳變。應(yīng)該指出，回差ΔU的存在使比較器的鑒別靈敏度降低了。輸入電壓ui的峰峰值必須大于回差，否則，輸出電平不可能轉(zhuǎn)換。如圖3.1.7所示。由于使電路輸出狀69圖3.1.7遲滯比較器輸出波形圖3.1.7遲滯比較器輸出波形70

2)同相輸入遲滯比較器電路如圖3.1.8(a)所示，信號與反饋都加到運(yùn)放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有當(dāng)同相端電壓U+=U-=0時(shí)，輸出狀態(tài)才發(fā)生跳變。而同相端電壓等于正反饋電壓與ui在此端分壓的疊加。據(jù)此，可得該電路的上門限電壓和下門限電壓分別為

(3.1.7)(3.1.8)2)同相輸入遲滯比較器(3.1.771其傳輸特性如圖3.1.8(b)所示。遲滯比較器又名施密特觸發(fā)器或雙穩(wěn)態(tài)電路，它有兩個(gè)狀態(tài)，且具有記憶功能。圖3.1.8同相輸入遲滯比較器及其傳輸特性(a)電路；(b)傳輸特性曲線其傳輸特性如圖3.1.8(b)所示。72【例3.1.2】電路如圖3.1.9(a)所示，輸入電壓ui的波形如圖3.1.9(b)所示，試畫出uo1

、uo2的波形圖。圖3.1.9電路圖與波形圖【例3.1.2】電路如圖3.1.9(a)所示，輸入電壓ui73解：A1為反相比例放大器，A2為反相輸入遲滯比較器，傳輸特性如圖3.1.10(a)、(b)所示。波形如圖3.1.9(c)所示。波形如圖3.1.9(d)所示。圖3.1.10A1、A2傳輸特性解：A1為反相比例放大器，A2為反相輸入遲滯比較器，傳輸特74

3.2弛張振蕩器弛張振蕩器即方波–三角波產(chǎn)生器。對于方波信號發(fā)生器，其狀態(tài)有時(shí)維持不變，而有時(shí)則發(fā)生突跳。為區(qū)別于正弦振蕩器，人們將這種有張有弛的信號發(fā)生器稱之為弛張振蕩器。弛張振蕩器必須是一個(gè)正反饋電路，它由兩部分組成：一部分是狀態(tài)記憶電路;另一部分是定時(shí)電路，即控制狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間的電路。如圖3.2.1所示，一般用遲滯比較器作為狀態(tài)記憶電路，而用積分器作為定時(shí)電路。3.2弛張振蕩器75圖3.2.1弛張振蕩器框圖圖3.2.1弛張振蕩器框圖76

3.2.1單運(yùn)放弛張振蕩器單運(yùn)放將狀態(tài)記憶電路和定時(shí)電路集中在一起，如圖3.2.2(a)所示，其中帶正反饋的運(yùn)放構(gòu)成遲滯比較器，RC構(gòu)成積分器即定時(shí)電路。其波形如圖3.2.2(b)所示。圖3.2.2單運(yùn)放弛張振蕩器電路及波形3.2.1單運(yùn)放弛張振蕩器圖3.2.2單運(yùn)放77假定輸出為高電平(UoH)，且電容初始電壓uC(0)=0，那么電容被充電，uC(t)以指數(shù)規(guī)律上升，并趨向UoH。此時(shí)，運(yùn)放同相端電壓U+為(3.2.1)

該電壓為比較器的參考電平。當(dāng)uC上升到該電平值時(shí)，即U-=U+，則輸出狀態(tài)要發(fā)生翻轉(zhuǎn)，即由高電平跳變到低電平UoL。我們將此時(shí)的U+記為高門限電壓UTH：(3.2.2)假定輸出為高電平(UoH)，且電容初始78

一旦Uo變?yōu)榈碗娖?，電容開始放電，后又反充電，uC以指數(shù)規(guī)律下降，并趨向UoL。但是，因?yàn)榇藭r(shí)的U+變?yōu)榱硪粋€(gè)參考電平(下門限電壓)

當(dāng)uC下降到UTL時(shí)，輸出又從低電平跳變到高電平。周而復(fù)始，運(yùn)放輸出為方波，其峰峰值為

(3.2.3)(3.2.4)一旦Uo變?yōu)榈碗娖?，電容開始放電，79電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為(3.2.5)

因?yàn)殡娙莩潆姾头烹姇r(shí)常數(shù)均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%。現(xiàn)在來計(jì)算振蕩頻率f0。首先計(jì)算時(shí)間T1。如圖3.2.2(b)所示，根據(jù)三要素法，電容電壓uC(t)為(3.2.6)電容電壓uC(t)為近似的三角波，其峰峰值為(3.2.5)80(3.2.7)將式(3.2.6)代入式(3.2.7)，得(3.2.7)將式(3.2.6)代入式(3.2.7)，得81

改變時(shí)常數(shù)RC及正反饋系數(shù)，比值均可改變振蕩頻率。(3.2.8)改變時(shí)常數(shù)RC及正反饋系數(shù)，82

3.2.2雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器如圖3.2.3所示，運(yùn)放A1構(gòu)成同相輸入的遲滯比較器，A2為理想積分器。A1輸出為方波，該方波通過電阻R給電容C恒流充放電，形成三角波，反過來三角波又去控制遲滯比較器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換，周而復(fù)始形成振蕩，其波形如圖3.2.4所示。圖3.2.3雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器3.2.2雙運(yùn)放構(gòu)成的弛張振蕩器圖83圖3.2.4雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器輸出波形圖3.2.4雙運(yùn)放方波–三角波振蕩器輸出波形84

1.uo1和uo2幅度的計(jì)算1)uo1的幅度由圖可見，uo1的高電平UoH=UCC，低電平UoL=-UEE，所以其峰峰值為(3.2.9)

uo2為三角波。當(dāng)uo1為高電平時(shí)，C充電，充電電流(α為電位器RW的分壓比)，uo2隨時(shí)間線性下降。再看A1，其反相端接地，當(dāng)U+過零時(shí)，A1輸出狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，而U+等于uo1和uo2的疊加，即1.uo1和uo2幅度的計(jì)算(3.2.9)85

2)uo2的幅度同理，當(dāng)uo2為低電平時(shí)，C反充電，充電電流，uo2隨時(shí)間線性上升，當(dāng)U+再次過零時(shí)，算出2)uo2的幅度86(3.2.10)(3.2.10)87

2.頻率f0的計(jì)算我們知道，在T1時(shí)間間隔內(nèi)，電容C的電壓增量由式ΔUC=ΔQ/C計(jì)算得

(3.2.11)2.頻率f0的計(jì)算(3.2.11)88uo(t)t0UoHRbCRaCUoL－＋AuoR3R1R2aCbV1V2RWRbRa占空比可調(diào)：調(diào)節(jié)電位器抽頭的位置，充放電時(shí)常數(shù)就不等。uo(t)t0UoHRbCRaCUoL－＋AuoR3R1R289圖示電路為單運(yùn)放弛張振蕩器。其中集成運(yùn)放用作反相遲滯比較器，輸出電源電壓UCC或-UEE，R3隔離輸出的電源電壓與穩(wěn)壓二極管DZ1和DZ2限幅后的電壓。仍然認(rèn)為DZ1和DZ2的穩(wěn)定電壓為UZ，而導(dǎo)通電壓UD(on)近似為零。經(jīng)過限幅，輸出電壓uo可以是高電壓UOH=UZ或低電壓UOL=-UZ。第四章圖示電路為單運(yùn)放弛張振蕩器。其中集成運(yùn)放用作90窗口比較器假定UR2＞UR1ui＜UR1，Uo1為低電平UoL，V1截止Uo2為高電平UoH，V2導(dǎo)通，Uo≈UoH。UR1＜ui＜UR2，

Uo1和Uo2均為低電平UoL，V1、V2同時(shí)截止，輸出Uo=0。ui＞UR2，Uo1為高電平UoH，V1導(dǎo)通Uo2為低電平UoL，V2截止，Uo≈UoH。窗口比較器假定UR2＞UR1ui＜91窗口比較器利用上述窗口比較器設(shè)計(jì)的雙向高壓過壓檢測電路窗口比較器利用上述窗923.3單片集成專用電壓比較器1.通用低速型(LM311/211/111)3.3單片集成專用電壓比較器1.通用低速型(LM311/932.通用型/中速型(LM119)2.通用型/中速型(LM119)943.高精度/低