第9章數(shù)模轉換和模數(shù)轉換

1第九章數(shù)－模和模－數(shù)轉換9.1概述9.2D/A轉換器9.3A/D轉換器本章小結2內容提要:本章系統(tǒng)講授數(shù)一模轉換（把數(shù)字量轉換成相應的模擬量）和模－數(shù)轉換（把模擬量轉換成相應的數(shù)字量）的基本原理和常見的典型電路。在數(shù)一模轉換電路中，分別介紹了權電阻網(wǎng)絡數(shù)一模轉換器。倒梯形電阻網(wǎng)絡數(shù)一模轉換器、權電流型數(shù)一模轉換器、開關樹型數(shù)一模轉換器以及權電容網(wǎng)絡數(shù)一模轉換器。在模一數(shù)轉換電路中，首先介紹了模一數(shù)轉換的一般原理和步驟，然后分別講述采樣一保持電路和模一數(shù)轉換器的主要類型。在講述各種轉換電路工作原理的基礎上，還著重討論了轉換精度與轉換速度問題。39.1概述模-數(shù)（A/D）轉換：模擬信號到數(shù)字信號的轉換數(shù)-模（D/A）轉換：數(shù)字信號到模擬信號的轉換衡量A/D轉換器和D/A轉換器性能優(yōu)劣的主要標志為轉換精度和轉換速度D/A轉換器權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器、倒梯形網(wǎng)絡D/A轉換器、權電流型D/A轉換器、權電容網(wǎng)絡D/A轉換器、開關樹型D/A轉換器A/D轉換器直接A/D轉換器間接A/D轉換器第九章數(shù)－模和模－數(shù)轉換49.2D/A轉換器(DigitalAnalogConverter)9.2.1權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器n位二進制數(shù)最高位到最低位的權依次為2n-1、2n-2…21、20圖9.2.1權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器權電阻網(wǎng)絡模擬開關求和放大器MostSignificantBitLastSignificantBit5在認為運算放大器為理想的條件下由于V-≈0，因而個支路電流分別為：取RF=R/2，得：(9.2.1)(9.2.2)（d3、d2、d1、d0為1或0）6可見，DAC的輸出模擬電壓正比于輸入的數(shù)字量Dn權電阻網(wǎng)絡解碼電路的特點是：優(yōu)點：結構簡單，所用電阻元器件少。缺點：各個電阻的阻值相差較大，很難保證每個電阻都有很高的精度，因而轉換精度不高。對n位的權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器，當反饋電阻取為R/2時，可得：(9.2.3)7圖9.2.2雙級權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器雙級權電阻網(wǎng)絡D/A轉換器阻值比為1:2:4:8只要取兩極間的串聯(lián)電阻RS=8R，得89.2.2倒T形電阻網(wǎng)絡D/A轉換器

電阻網(wǎng)絡中只有R、2R兩種阻值的電阻圖9.2.3倒T型電阻網(wǎng)絡D/A轉換器相應位如果是1，則對應支路電流被求和，如果為0，則直接流如地，不求和。9圖9.2.4計算倒T型電阻網(wǎng)絡支路電流的等效電路電路可等效為：AA、BB、CC、DD左視電阻為R，或說每節(jié)點的左視電阻都為2R因此得到：10當RF=R時，得：對n位輸入的倒T形電阻網(wǎng)絡D/A轉換器，當反饋電阻為R時可見：輸出的模擬電壓與輸入的數(shù)字量Dn成正比(9.2.4)(9.2.5)11圖9.2.5CB7520（AD7520）的電路原理圖圖9.2.2是一種采用倒T形電阻網(wǎng)絡的單片集成D/A轉換器。輸入為10位二進制數(shù)，CMOS電路構成模擬開關；反饋電阻可使用內部電阻，也可外界，以便調整轉換系數(shù)。使用時需要外加運算放大器，外接參考電壓足夠穩(wěn)定12圖9.2.6CB7520中的CMOS模擬開關電路為降低開關的導通內阻，開關電路的電源電壓設計在15V左右。但由于模擬開關上的導通電阻和導通壓降不可能為0，因此會引起轉換誤差。139.2.3權電流型D/A轉換器圖9.2.7權電流型D/A轉換器每個支路電流的大小不再受開關內阻和壓降的影響電流大小依次為前一個的1/214圖9.2.8權電流型D/A轉換器中的恒流源如果保證VB和VEE穩(wěn)定度不變，則三極管集電極電流恒定輸出電壓為：可見vO正比于輸入的數(shù)字量(9.2.6)(9.2.7)15圖9.2.9利用倒T型電阻網(wǎng)絡的權電流型D/A轉換器實用的權電流型D/A轉換器中經(jīng)常利用倒T形電阻網(wǎng)絡的分流作用產(chǎn)生所需的一組恒流源基準電流源16則輸出電壓為對于n位DAC，則輸出電壓為：(9.2.8)(9.2.9)(9.2.10)17圖9.2.10DAC0808的電路結構框圖因為采用的雙極型工藝，因此這種電路工作速度較高。采用這種結構的器件：DAC0806、DAC0807、DAC0808等18圖9.2.11DAC0808的典型應用用DAC0808構成D/A轉換器時需要外接運算放大器和產(chǎn)生基準電流用的RR。若VREF=10VRR=5KRF=5kΩ則輸出電壓為：輸出模擬電壓的變化范圍為0—9.96V(9.2.11)199.2.4開關樹型D/A轉換器

開關樹型D/A轉換器電路由電阻分壓器和接成樹狀的開關網(wǎng)絡成。圖9.2.12開關樹型D/A轉換器圖中所有開關的狀態(tài)分別受3位輸入代碼d2d1d0的狀態(tài)的控制。20開關樹型DAC的特點：所用電阻種類單一，而且在輸出端基本不取電流的情況下，對開關的導通內阻要求不高。但位數(shù)較多時很難保證每個電阻都非常一致。輸入為n位二進制數(shù)的D/A轉換器(9.2.12)(9.2.13)219.2.5權電容網(wǎng)絡D/A轉換器

這種結構也是一種并行輸入的D/A轉換器，是利用了電容分壓的原理工作。圖9.2.13權電容網(wǎng)絡D/A轉換器轉換前令所有開關接地，讓電容放電完畢，然后再把SD端開，再并行輸入轉換代碼。22如果令總電容為Ct，則：因此得到輸入信號為任何狀態(tài)時的輸出電壓為：(9.2.14)(9.2.15)23權電容網(wǎng)絡D/A轉換器重要特點：1.輸出電壓的精度只與各個電容器電容量的比例有關，而與它們電容量的絕對值無關。2.輸出電壓的穩(wěn)態(tài)值不受開關內阻及參考電壓源內阻的影響。3.穩(wěn)態(tài)下權電容網(wǎng)絡不消耗功率。權電容網(wǎng)絡D/A轉換器主要缺點：在輸入數(shù)字量位數(shù)較多時各個電容器的電容量相差很大，這不僅會占用很大的硅片面積影響集成度，而且由于電容充、放電時間的增加也降低了電路的轉換速度。249.2.6具有雙極性輸出的D/A轉換器因為在二進制算術運算中通常把帶符號的數(shù)值表示為補碼的形式，所以希望D/A轉換器能夠把以補碼形式輸入的正、負數(shù)分別轉換成正、負極性的模擬電壓例如：3位二進制補碼可以表示從+3到-4之間的任何整數(shù)，與十進制數(shù)的對應關系以及希望得到的輸出模擬電壓如表9.2.1所示若把輸入的3位代碼看作無符號的3位二進制數(shù)（即全是正數(shù)），并且取VREF=-8V，則輸入代碼為111時輸出電壓vO=7V，而輸入代碼為000時輸出電壓vO=0V，如表9.2.2所示25兩把表9.2.1中補碼的符號位求反，再加到偏移后的D/A轉換器上，就可以得到表9.2.2所需要的輸入，再把表9.2.2中間一列的輸出電壓偏移-4V，則偏移后的輸出電壓恰好同表9.2.1所要求得到的輸出電壓相符。實現(xiàn)電路如圖9.2.15.26圖9.2.15具有雙極性輸出電壓的D/A轉換器如果沒有接反相器G和偏移電阻RB，他就是一個普通的3位倒T型電阻網(wǎng)絡D/A轉換器為了得到雙極性電壓輸出，電路中增設了RB和VB組成的偏移電路。27因此，可以總結出構成雙極型D/A轉換器的一般方法方法：在求和放大器的輸入端接入一個偏移電流，使輸入最高位為1而其他位為0時的輸出v0=0，同時將輸入的符號位反相后接到一般的D/A轉換器的輸入。為了使輸入代碼為100時的輸出電壓等于零，只要使IB與此時的i∑大小相等即可。故應取(9.2.16)289.2.7D/A轉換器的轉換精度與轉換速度

一、D/A轉換器的轉換精度

通常用DAC的分辨率和轉換誤差來描述其轉換精度：分辨率：指D/A轉換器在理論上可以達到的精度。取決于它能接收的數(shù)字位數(shù)以及相應的輸出電壓（或電流）的臺階數(shù)。可以用可分辨出來的最小電壓與最大電壓之比來表示。對于n為DAC其分辨率為：

轉換誤差：指D/A轉換器的實際轉換特性與理想轉換特性間的最大偏差。它是由各種因素引起的轉換誤差的一個綜合性指標。29圖9.2.16D/A轉換器的轉換特性曲線轉換誤差一般用最低有效位的倍數(shù)表示，如1LSB。也可用輸出電壓滿刻度FSR的百分數(shù)表示。產(chǎn)生轉換誤差的主要原因如：●參考電壓VREF的波動●運算放大器的零點漂移與失調電壓?！衲M開關的導通內阻和導通壓降●電阻網(wǎng)絡中阻值的偏差●三極管特性的不一致30圖9.2.17比例系數(shù)誤差比例系數(shù)誤差：由參考電壓的波動△VREF引起的轉換誤差。(9.2.17)這種誤差引起轉換特性的斜率發(fā)生改變，誤差大小與輸入數(shù)字量大小正正比。31圖9.2.18漂移誤差2.漂移誤差（零點誤差，失調誤差）由運算放大器零點漂移產(chǎn)生的轉換誤差這種誤差是有放大器的失調電壓引起的，體現(xiàn)在使轉換特性發(fā)生平移，在Dn為零使輸出電壓不為零。因此這種誤差與輸入代碼的大小無關。32圖9.2.19非線性誤差非線性誤差：由于模擬開關的導通內阻和導通壓降都不可能真正等于零，輸出產(chǎn)生誤差電壓△vO3,△vO3既非常數(shù)也不與輸入數(shù)字量成正比，這樣的誤差叫非線性誤差。倒T形電阻網(wǎng)絡中，電阻值偏差產(chǎn)生△vO4輸出，也是非線性誤差最壞的情況下，總的誤差為：(9.2.18)33目前，常見的集成D/A轉換器器件有兩大類：一類器件的內部只包含電阻網(wǎng)絡（或恒流源電路）和模擬開關。另一類器件的內部還包含了運算放大器以及參考電壓源的發(fā)生電路。使用前一類器件時必須外接參考電壓和運算放大器，這時應注意合理地確定對參考電壓源的穩(wěn)定度和運算放大器零點漂移的要求。34二、D/A轉換器的轉換速度圖9.2.20D/A轉換器的建立時間建立時間tset：從輸入的數(shù)字量發(fā)生突變開始，直到輸出電壓進入穩(wěn)態(tài)值相差±1/2LSB范圍內的時間建立時間與輸入數(shù)字量的大小有關，所以一般給出的都是從全0跳變到全1時的建立時間。在外加運算放大器組成完整的D/A轉換器時，則總的轉換時間應包括建立時間和放大器的上升或下降時間，因此，如運放的輸出電壓速率為SR，則完成一次轉換的時間為：

(9.2.19)35*9.2.8串行輸入的D/A轉換器圖9.2.21串行輸入D/A轉換器的電路結構框圖為了減少傳輸線的數(shù)目，數(shù)字信號經(jīng)常以串行方式給出。36圖9.2.22串行輸入D/A轉換器MAX515的電路結構框圖37圖9.2.23MAX515的工作時序圖鎖存38*9.2.9D/A轉換器應用舉例1.數(shù)字系統(tǒng)的模擬接口例如采用數(shù)控電源控制的電動機轉動，由計算機給出的數(shù)字量經(jīng)DA變換后，再將電壓送給功率放大器，最后提供給執(zhí)行部件。2.波形發(fā)生器（1）鋸齒波發(fā)生器圖9.2.24鋸齒波發(fā)生器計數(shù)器所計的數(shù)值按時鐘脈沖的頻率不斷地增加，使數(shù)字－模擬轉換器輸出一個階梯電壓，再經(jīng)過低通濾波器之后形成線性的鋸齒波。待計數(shù)器汁滿之后咱動回到全零狀態(tài)．再開始下一個鋸齒波。39（2）任意波形的產(chǎn)生把計數(shù)器的計數(shù)值作為地址碼送到只讀存儲器的地址輸入端，再把只讀存儲器的讀出數(shù)據(jù)送給數(shù)字－模擬轉換器，便可得到任意形狀的波形。波形的形狀取決于只讀存儲器存儲的數(shù)據(jù)；改換存儲不同數(shù)據(jù)的只讀存儲器便可得到不同形狀的波形。（3）特殊形狀波形的產(chǎn)生專用信號發(fā)生器可以產(chǎn)生特殊形狀的波形。例如：雷達模擬信號發(fā)生器可產(chǎn)生云雨、雜波和各種干擾的雷達回波信號。它可利用專門設計的數(shù)字系統(tǒng)通過軟件編程的辦法產(chǎn)生所要求的數(shù)字輸出，再經(jīng)數(shù)字－模擬轉換器形成模擬信號輸出。40（3）乘法器數(shù)字－模擬轉換器的輸出電壓u。與輸入的數(shù)字量Dn成正比，而且也與基準電壓VREF成正比。一般應用時，基準電壓VREF為恒定的直流電壓，但若將基準電壓VREF用一模擬輸入信號vI替換，則數(shù)字－模擬轉換器的輸出電壓便和輸入數(shù)字Dn與模擬信號vI的乘積成正比。例如用DAC0808構成的乘法器，如圖9.2.25，用一輸入電壓代替參考電壓。則：可見，利用這個電路，可以構成一個數(shù)字控制的可控增益放大器。(9.2.20)41圖9.2.25由DACO8O8構成的乘法器vI42（4）除法器把DAC作為運算放大器的反饋元件，可以構成除法器。圖9.2.26是一個用倒T型電阻網(wǎng)絡實現(xiàn)模擬信號被數(shù)字量Dn除的除法電路。倒T型電阻網(wǎng)絡_+voDnRFVREFvI由圖可知：圖9.2.25除法器可以看出，利用這個電路可實現(xiàn)數(shù)字控制的可控衰減器。(9.221)(9.2.22)439.3A/D轉換器(AnalogDigitalConverter)

9.3.1A/D轉換器的基本原理

A/D轉換器是將連續(xù)變化的模擬量轉換成與之對應的

離散數(shù)字量，其轉換過程如下：取樣保持量化編碼輸出44一、取樣定理圖9.3.1對輸入模擬信號的取樣為保證能從取樣信號完全恢復到原來的取樣信號，采樣頻率必須滿足大于輸入信號最高頻率分量頻率的2倍。這就是取樣定理，又叫奈奎斯特取樣定理。即：fs≥2fi(max)式中fs為取樣頻率，fi(max)為輸入模擬信號的最高頻率分量的頻率。(9.3.1)45圖9.3.2還原取樣信號所用濾波器的頻率特性不能無限制地提高取樣頻率，取樣頻率越高，要求ADC的轉換時間越短，而且在進行數(shù)據(jù)傳輸時傳送碼率越大，需要的頻帶越寬。通常取fs=(3-5)·fi(max)為從取樣后的量化信號恢復到原來輸入的模擬量，可以采用低通濾波器，濾波器的電壓傳輸系數(shù)在低于fi(max)的范圍內保持不變。而在fs-fi（max）以前迅速下降為0，如圖9.3.2所示46二、量化和編碼量化：A/D轉換時，把取樣電壓表示為某個規(guī)定的最小單位的整數(shù)倍，這個轉換過程叫做量化。所取的最小單位叫量化單位，用△表示。編碼：把量化的結果用代碼表示出來，稱為編碼。量化誤差：因為模擬電壓是連續(xù)的，不一定能被△整除，所以必然產(chǎn)生誤差，這種誤差稱為量化誤差。47圖9.3.3劃分量化電平的兩種方法(a)當△=1/8V時(b)當△=2/15V時例如：把0-1V的模擬電壓信號轉換成3位二進制代碼48圖9.3.4對雙極性模擬電壓的量化和編碼當輸入的模擬電壓在正、負范圍內變化時，一般采用二進制補碼的形式編碼.如圖9.3.4所示。取△=1V，輸出為3位二進制補碼最高位為符號位499.3.2取樣-保持電路圖9.3.5取樣－保持電路的基本形式當vL高電平時，T導通，vI向CH充電，vL返回低電平后，T截止，CH上的電壓基本保持不變，所以vO保持不變，取樣結果被保持。缺點：取樣過程vI經(jīng)過RI和T向CH充電，限制了取樣速度取樣脈沖模擬開關50圖9.3.6集成取樣－保持電路LF198

（a）電路結構（b）典型接法解決方法：電路的輸入端增加一級隔離放大器51取樣過程中電容CH上的電壓達到穩(wěn)態(tài)值所需要的時間（稱為獲取時間）和保持階段輸出電壓的下降率△vO/△T是衡量取樣—保持電路性能的兩個最重要的指標。在LF198中，采用了雙極型與MOS型混合工藝。為了提高電路工作速度并降低輸入失調電壓，輸入端運算放大器的輸入級采用雙極型三極管電路。而在輸出端的運算放大器中，輸入級使用了場效應三極管，這就有效地提高了放大器的輸入阻抗，減少了保持時間內CH上電荷的損失，使輸出電壓的下降率達到10-3（Mv/sec）以下（當外接電容CH為0.01μF時）。輸出電壓下降率與外接電容CH電容量大小和漏電情況有關。CH的電容量越大、漏電越小，輸出電壓下降率越低。然而加大CH的電容量會使獲取時間變長，所以在選擇CH的電容量大小時應兼顧輸出電壓下降率和獲取時間兩方面的要求。529.3.3直接A/D轉換器

把輸入的模擬電壓直接轉換為輸出的數(shù)字量，而不需要經(jīng)過中間變量。

常用電路有并聯(lián)比較型和反饋比較型兩大類。53一、并聯(lián)比較型A/D轉換器圖9.3.7并聯(lián)比較型A/D轉換器轉換原理：1.輸入電壓與各比較器參考電壓比較，確定各比較器輸出狀態(tài)。2.在CP上升沿到來后，比較器輸出送寄存器寄存。3.寄存器狀態(tài)經(jīng)編碼器編碼后輸出轉換數(shù)據(jù)54d0d1d2Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q71111111111(13/15～1)VREF0111111110(11/15～13/15)VREF1011111100(9/15～11/15)VREF0011111000(7/15～9/15)VREF1101110000(5/15～7/15)VREF0101100000(3/15～5/15)VREF1001000000(1/15～3/15)VREF0000000000(0～1/15)VREF數(shù)字量輸出(代碼轉換器輸出)寄存器狀態(tài)（代碼轉換器輸入）輸入模擬電壓vI表9.3.1圖9.3.7電路的代碼轉換表55由表得出編碼器邏輯函數(shù)式為：并聯(lián)型ADC的主要特點是：●轉換精度取決于量化電平的劃分，分的越細，精度越高。不過分的越細使用的比較器和觸發(fā)器數(shù)目越大，電路越復雜。n位ADC需要2n-1個比較器和2n-1個觸發(fā)器。而且每個比較器的靈敏度和分壓電阻的精度會影響轉換精度?！褶D換速度快●可以不用采樣保持電路(9.3.2)56二、反饋比較型A/D轉換器轉換方法：取一個數(shù)字量加到D/A轉換器上，得到對應的輸出模擬電壓，將這個電壓和輸入的模擬電壓信號相比較，若不等，調整數(shù)字量，直到兩個模擬電壓相等，最后所取的數(shù)字量為轉換結果.計數(shù)型A/D轉換器逐次漸近型A/D轉換器反饋比較型A/D轉換器主要包括57圖9.3.8計數(shù)型A/D轉換器1.計數(shù)型A/D轉換器（1）轉換開始前，用復位信號將計數(shù)器置零，轉換控制信號VL=0。（2）VL=1，轉換開始，計數(shù)器計數(shù)。vI>vO，vB=1，計數(shù)器做加法計數(shù)。（3）直到vI=vO，vB=0，計數(shù)器停止計數(shù)，這時計數(shù)器中的數(shù)字為所求數(shù)字信號。（4）每次轉換完成后VL下降沿將計數(shù)值置入寄存器，以寄存器狀態(tài)作為最終的輸出數(shù)字信號。計數(shù)型ADC的主要優(yōu)點是電路簡單，缺點是轉換速度低，位數(shù)越高，時間越長，最長轉換時間為2n-1個計數(shù)脈沖周期。582.逐次漸近型A/D轉換器圖9.3.9逐次漸近型A/D轉換器的電路結構框圖（1）轉換開始前，先將寄存器清零。轉換控制信號VL變?yōu)楦唠娖綍r開始轉換，首先將寄存器的最高位置成1，使寄存器的輸出為100…00。這個數(shù)字量被D/A轉換器轉換成相應的模擬電壓vO，送到比較器與輸入信號vI進行比較；若vO>vI，說明數(shù)字過大了，這個1應去掉；若vO<vI，說明數(shù)字還不夠大，這個1應保留。（3）然后再按同樣的方法將次高位置1。并比較vO與vI的大小，以確定這一位的1是否應當保留。這樣逐次比較下去，直到最低位比較完為止。這時寄存器里所存儲的數(shù)碼就是所求的輸出數(shù)字量。59圖9.3.103位逐次漸近型A/D轉換器的電路原理圖FF1—FF5、G1—G9組成控制邏輯電路，C為電壓比較器FFA、FFB、FFC組成3位寄存器。轉換開始前將環(huán)形計數(shù)器置成10000狀態(tài)。第一個CP脈沖到達以后，F(xiàn)A被置成1，而FB、FC被置零。這時寄存器的狀態(tài)QAQBQC=100加到D/A轉換器的輸入端，并在D/A轉換器輸出端得到相應的模擬電壓vO；若vI≥vO，則vB=0；vI<vO，則vB=1。同時移位寄存器右移一位。使Q1Q2Q3Q4Q5=01000第二個CP脈沖到達時，F(xiàn)B被置成1，若原來的vB=1，則FA被置零。若原來的vB=0，則FA的1狀態(tài)保留。同時移位寄存器右移一位。使Q1Q2Q3Q4Q5=00100。第三個CP脈沖到達時，F(xiàn)C被置成1，若原來的vB=1，則FB被置0。若原來的vB=0，則FB的1狀態(tài)保留。FA維持不變，同時移位寄存器右移一位。使Q1Q2Q3Q4Q5=00010。第四個CP脈沖到達時，同樣根據(jù)這時vB的狀態(tài)決定FC的1是否應當保留。這時FA、FB、FC的狀態(tài)就是所要求的轉換結果。同時移位寄存器右移一位，變?yōu)?0001狀態(tài)。由于Q5=1，于是FA、FB、FC的狀態(tài)便通過門G6、G7、G8送到了輸出端。第五個CP脈沖到達后，移位寄存器右移一位。使Q1Q2Q3Q4Q5=10000，返回初始狀態(tài)。由于Q5=0，門G6、G7、G8被封鎖，轉換輸出信號隨之消失。60由此看出，3位輸出的A/D轉換器完成一次轉換需要5個時鐘信號周期的時間。如果是n位輸出的A/D轉換器，則完成一次轉換所需的時間將為n+2個時鐘信號周期的時間。因此，它的轉換速度比并聯(lián)比較型A/D轉換器低，但比計數(shù)型A/D轉換器的轉換速度要高的多。

619.3.4間接A/D轉換器

一般采用電壓—時間變換型（V—T變換型）和電壓—頻率變換型（V—F變換型）。

在V—T變換型A/D轉換器中，首先把輸入的模擬電壓信

號轉換成與之成正比的時間寬度信號，然后在這個時間寬度里對固定頻率的時鐘脈沖計數(shù)，計數(shù)的結果就是正比于輸入模擬電壓的數(shù)字信號。

在V—F變換型A/D轉換器中，首先把輸入的模擬電壓信

號轉換成與之成正比的頻率信號，然后在一個固定的時間間隔里對得到的頻率信號計數(shù)，計數(shù)的結果就是正比于輸入模擬電壓的數(shù)字信號。

62圖9.3.11雙積分型A/D轉換器的結構框圖一、雙積分型A/D轉換器

1.雙積分型A/D轉換器工作原理63圖9.3.12雙積分型A/D轉換器的電壓波形圖64（3）T1時間到，開關S1接至參考電壓-VREF一側，電容反相積分，使輸出電壓為零時所用的積分時間為T2，即：（1）轉換開始前，VL=0，將計數(shù)器置零，接通開關S0，積分電容C完全放電。（2）vL=1，S0斷開，開關S1合到輸入信號vI一側,開始轉換,積分器正向積分，積分時間T1。得到輸出電壓為：因此得到：（9.3.3）（9.3.4）65若在T2期間內對一固定頻率fC=1/TC的信號計數(shù)，則所計數(shù)大小為：顯然計數(shù)N2就是變換后的數(shù)碼D，如果取T1為計數(shù)脈沖周期的整倍數(shù)，T1=NTC最后得到：（9.3.5）（9.3.6）66圖9.3.13雙積分型A/D轉換器的控制邏輯電路2.雙積分型A/D轉換器的控制邏輯電路67轉換開始前，轉換控制信號vL=0，因而計數(shù)器和附加觸發(fā)器均被置0，同時開關S0閉合，使積分電容C充分放電。當vL=1以后．轉換開始，S0斷開、S1接到輸入信號vI一側，積分器開始對vI積分。因為積分過程中積分器的輸出為負電壓，所以比較器輸出為高電平．將門G打開，計數(shù)器計數(shù)。當計數(shù)器計滿2n個脈沖以后，自動返回全0狀態(tài)，同時給FFA一個進位C號，使QA=1。于是