數(shù)字通信第八章

第8章同步技術8.1載波同步

8.2位同步

8.3幀同步

8.4網(wǎng)同步

第8章同步技術同步是指通信系統(tǒng)的收、發(fā)雙方在時間上步調(diào)一致，又稱定時。由于通信的目的就是使不在同一地點的各方之間能夠通信聯(lián)絡，故在通信系統(tǒng)尤其是數(shù)字通信系統(tǒng)以及采用相干解調(diào)的模擬通信系統(tǒng)中，同步是一個十分重要的問題。只有收、發(fā)兩端協(xié)調(diào)工作，系統(tǒng)才有可能真正實現(xiàn)通信功能。可以說，整個通信系統(tǒng)工作正常的前提就是同步系統(tǒng)正常，同步質(zhì)量的好壞對通信系統(tǒng)的性能指標起著至關重要的作用。在數(shù)字通信系統(tǒng)中，同步包括載波同步、碼元同步、幀同步和網(wǎng)同步四種。8.1載波同步載波同步是指在相干解調(diào)時，接收端需要提供一個與接收信號中的調(diào)制載波同頻同相的相干載波。這個載波的獲取稱為載波提取或載波同步。在模擬調(diào)制以及數(shù)字調(diào)制學習過程中，我們知道要想實現(xiàn)相干解調(diào)，必須要有相干載波。因此，載波同步是實現(xiàn)相干解調(diào)的先決條件。相干載波信息通常是從接收到的信號中提取。如果已調(diào)信號中存在載波分量，可以從接收信號中直接提取載波同步信息；如果已調(diào)信號中沒有載波分量，就需要采用在發(fā)端插入導頻的方法，或者在接收端對信號進行適當?shù)牟ㄐ巫儞Q，以取得載波同步信息。前者稱為自同步法，又稱內(nèi)同步法；后者稱為插入導頻法，又稱外同步法。8.1.1直接法發(fā)送端不特別另外發(fā)送同步載波信號，而是由接收端設法直接從收到的調(diào)制信號中直接提取載波信號的方法就叫做直接法，顯然，這種載波提取的方式屬于自同步法的范疇。

1．平方變換法和平方環(huán)法平方變換法和平方環(huán)法一般常用于提取sDSB(t)信號和sPSK(t)信號的相干載波。

(1)平方變換法我們以抑制載波的雙邊帶信號sDSB(t)為例，來分析平方變換法的原理。設發(fā)送端調(diào)制信號m(t)中沒有直流分量，則抑制載波的雙邊帶信號為：

sDSB(t)=m(t)cosωct

(8-1)設噪聲干擾的影響可以忽略不計，則sDSB(t)經(jīng)信道傳輸后，在接收端通過一個非線性的平方律器件的輸出e(t)為：

(8-2)

式(8-2)中第二項含有載波信號的2倍頻分量2ωc，如果用一個窄帶濾波器將該2ωc頻率分量濾出，再對它進行二分頻，就可獲得所需的本地相干載波ωc。這就是平方變換法提取載波的基本原理，其框圖如圖8-1所示。圖8-1平方變換法(2)平方環(huán)法在圖8-1所示平方變換法框圖中，若將2ωc窄帶濾波器用鎖相環(huán)（PLL）來代替，就構成了如圖8-2所示的平方環(huán)法載波提取法框圖。

圖8-2平方環(huán)法鎖相環(huán)除了具有窄帶濾波和記憶功能外，還有良好的跟蹤性能，即相位鎖定功能。因此，二者相比，平方環(huán)法提取的載波信號和接收的載波信號之間的相位差更小，載波質(zhì)量更好。故通常情況下平方環(huán)法的性能優(yōu)于平方變換法，其應用也比平方變換法更為廣泛。2．相位模糊無論是平方變換法還是平方環(huán)法，它們提取的載波都必須由2分頻電路分頻產(chǎn)生。該分頻電路由一級雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器件構成，在加電的瞬間觸發(fā)器的初始狀態(tài)究竟是1還是0狀態(tài)是隨機的，這使得提取的載波信號與接收的載波信號要么同相，要么反相。也就是說，由于分頻電路觸發(fā)器的初始狀態(tài)不能確定，導致提取的本地載波信號相位存在不確定的情況，這就是相位模糊或倒相。對于模擬的語言通信系統(tǒng)而言，因為人耳聽不出相位的變化，所以相位模糊造成的影響不大。但對于采用絕對調(diào)相方式的數(shù)字通信系統(tǒng)，由于它可以使系統(tǒng)相干解調(diào)后恢復的信息與原來的發(fā)送信息正好相反（0還原為1，1還原為0），故它的影響將是致命性的。但對于相對調(diào)相DPSK信號而言，由于相對調(diào)相是針對相鄰兩個碼元之間有無變化來進行調(diào)制和解調(diào)的，故本地載波信號反相并不會影響其信息解調(diào)的正確性。所以上述兩種載波提取電路不能用于絕對調(diào)相信號的解調(diào)，但可以提取DPSK信號的載波。3．同相正交環(huán)法同相正交環(huán)法又叫科斯塔斯（Costas）環(huán)法，它的原理框圖如圖8-3所示。圖8-3科斯塔斯環(huán)環(huán)路中，壓控振蕩器（VCO）的輸出v0(t)經(jīng)過90°移相器作用，提供兩路彼此正交的本地載波信號出v1(t)、v2(t)，將它們分別與解調(diào)器輸入端收到的信號sm(t)在相乘器1、2中相乘后輸出信號v3(t)、v4(t)，再分別經(jīng)低通濾波器濾波，輸出v5(t)、v6(t)；由于v5(t)、v6(t)中都含有調(diào)制信號sm(t)分量，故利用相乘器3，使v5(t)、v6(t)相乘以去除sm(t)的影響，產(chǎn)生誤差控制電壓vd。vd通過環(huán)路濾波器（LF）濾波后，輸出僅與v0(t)和sm(t)之間相位差△?有關的壓控控制電壓，送至VCO，完成對VCO振蕩頻率的準確控制。如果把圖中除低通LPF和壓控振蕩VCO以外的部分看成一個鑒相器，則該鑒相器的輸出就是vd，這正是我們所需要的誤差控制電壓。vd通過LPF濾波后，控制VCO的相位和頻率，最終使sm(t)和v0(t)之間頻率相同，相位差△?減小到誤差允許的范圍之內(nèi)。此時，VCO的輸出v0(t)就是我們所需要的本地同步載波信號。

同相正交環(huán)和前面的平方變換法和平方環(huán)法一樣，也存在相位模糊的問題。但如果對輸入信息序列進行差分編碼調(diào)制，即采用相對相移鍵控DPSK調(diào)制，相干解調(diào)后通過差分譯碼，就可以完全克服由相位模糊導致的“反相工作”現(xiàn)象，正確地恢復原始信息。同相正交環(huán)與平方環(huán)都利用鎖相環(huán)（PLL）提取載波，由于鎖相環(huán)電路的相位跟蹤鎖定能力強，故兩種方式提取的載波質(zhì)量都比較好。相比之下，雖然Costas環(huán)在電路上要復雜一些，但它的工作頻率就是載波頻率，而平方環(huán)的工作頻率則是載頻的兩倍，當載波頻率很高時，Costas環(huán)由于工作頻率較低而更易于實現(xiàn)；當環(huán)路正常鎖定后，由于載波提取電路和解調(diào)電路合二為一，Costas環(huán)可以直接獲得解調(diào)輸出，而平方環(huán)卻不行。4．多元調(diào)相信號的載波同步對于多元相位調(diào)制信號（簡稱多相信號）的解調(diào)，其相干解調(diào)過程和二元調(diào)相信號一樣，在接收端必須要有同頻同相的本地載波才可能完成解調(diào)。下面以四元調(diào)相信號（簡稱四相信號）為例，介紹多相信號的相干載波提取方法。(1)四次方變換法四相信號相干解調(diào)所必需的本地載波，必須通過四次方變換器件將收到的四相信號進行四次方變換后，才能濾出其中的4ωc成分，再將其四分頻，就能得到載頻ωc。其原理框圖如圖8-4所示。若將圖8-4中的4ωc窄帶濾波器用鎖相環(huán)代替，則四次方變換法就變成了四次方環(huán)法，如圖8-5所示，基本原理與平方環(huán)法相似，這里不再重復。圖8-44次方變換法圖8-54次方環(huán)法(2)四相科斯塔斯環(huán)四相科斯塔斯環(huán)電路工作原理與前面的二相科斯塔斯環(huán)原理類似，只是二相環(huán)中的一個90°移相器由三個移相器：移相器、移相器和移相器替代，如圖8-6所示。圖8-6四相科斯塔斯環(huán)

(3)多相移相信號（MPSK）的載波提取將上述兩類方法推廣，可以得出M元相位調(diào)制信號采用相干解調(diào)方式時，接收端獲取同步載波的方法——即基于平方變換法或平方環(huán)法的M次方變換法或M次方環(huán)法，其框圖分別如圖8-7、8-8所示。而基于Costas環(huán)的推廣方法對多進制調(diào)相信號實現(xiàn)比較復雜，一般實際電路中都不予采用。M次方變換法和M次方環(huán)法的基本原理與前面二相信號完全類似，故不再贅述，有興趣的讀者可自行分析。圖8-7M次方變換法圖8-8M次方環(huán)法8.1.2插入導頻法所謂插入導頻，就是在發(fā)送端插入一個或幾個攜帶載頻信息的導頻信號，使已調(diào)信號的頻譜加入一個小功率的載頻頻譜分量，接收端只需將它與調(diào)制信號分離開來，便可從中獲得載波信號。根據(jù)插入導頻的基本原理，不難理解如下三條插入規(guī)則：第一，為避免調(diào)制信號與導頻信號之間相互干擾，通常選擇導頻信號在調(diào)制信號的零頻譜位置插入；第二，為減少或避免導頻對信號解調(diào)的影響，一般都采用正交方式插入導頻；第三，為了方便提取載頻ωc信息，只要信號頻譜在ωc處為0，則直接插入ωc作導頻，若確實不能直接插入ωc，則須盡量使插入的導頻能夠比較方便地提取ωc。插入導頻法一般分頻域插入和時域插入兩種，其中頻域插入又可分為頻域正交插入和雙導頻插入兩種。下面僅介紹頻域正交插入和時域插入。1．頻域正交插入對于模擬的單邊帶調(diào)制信號sSSB(t)以及先經(jīng)過相關編碼再進行單邊帶調(diào)制或相位調(diào)制的數(shù)字信號，由于它們在載頻ωc附近的頻譜分量都為0或很小，則根據(jù)上述插入導頻的規(guī)則，可以直接插入載頻ωc作為導頻信號。實現(xiàn)該插入導頻方式的收、發(fā)電路框圖分別如圖8-9、圖8-10所示。圖8-9插入導頻發(fā)信機框圖圖8-10插入導頻接收機框圖圖8-9中的相加器就是用于插入導頻信號Asinωct，它使導頻信號Asinωct得以和相關編碼后的DPSK信號S1(t)cosωct迭加發(fā)送。其中A為常數(shù)，表示移相電路對輸入的載波信號cosωct的幅度改變系數(shù)。接收端ωc窄帶濾波器和90°移相器完成載頻信號cosωct的提取。其中，窄帶濾波器輸出正弦載頻信號Asinωct，經(jīng)過90°移相器之后得到其正交信號Kcosωct（其中K為常數(shù)，表示經(jīng)過90°移相器后該信號的輸出幅度改變）。此正交信號Kcosωct與原接收信號Asinωct+S1(t)cosωct相乘后，經(jīng)低通濾波，再經(jīng)由取樣判決和相關譯碼，即可恢復原始基帶信號s(t)。我們注意到，發(fā)端發(fā)送的導頻信號Asinωct與載波調(diào)制的載頻信號cosωct存在90°的相位差，是由載頻移相-90°后所得，即導頻信號和載頻信號彼此正交，這就是正交插入法的得名由來。如果直接插入載頻信號Acosωct，則發(fā)送端的發(fā)送信號為[S1(t)+A]cosωct，在接收端提取載波Kcosωct后，經(jīng)相干解調(diào)和低通濾波后，將輸出，而按照圖8-10中所示插入，則接收端的低通濾波輸出為圖中標注的。兩者相比，采用非正交方式插入時將多出，這對接收端的判決輸出產(chǎn)生直流干擾。所以，為避免直流干擾，必須插入正交的導頻信號。圖8-11所示則是數(shù)字基帶信號s(t)在各級處理過程中的頻譜變換示意圖。發(fā)送端之所以首先進行相關編碼，是因為基帶信號s(t)直接進行絕對相位調(diào)制后的頻譜在載頻ωc附近較強，如圖8-11中(b)所示，(a)為基帶信號s(t)的頻譜，故不能直接在ωc處插入導頻。但如果將輸入的基帶信號s(t)首先經(jīng)過相關編碼，其頻譜將變成圖8-11中(c)所示，再對此信號進行絕對調(diào)相，其頻譜在ωc附近幾乎為0，如圖8-11中(d)所示，于是可以直接插入導頻ωc。2．時域插入導頻法時域插入導頻法是按照一定的時間順序，在固定的時隙內(nèi)發(fā)送載波信息，即把載波信息組合在具有確定幀結構的數(shù)字序列中進行傳送，如圖8-12所示。圖8-12時域插入導頻法幀結構示意與頻域插入法相比，兩種插入法的最大區(qū)別在于插入的導頻信號連續(xù)與否。頻域插入的導頻在時間上是連續(xù)的，信道中自始至終都有導頻信號傳送；而時域插入的導頻在時間上則是斷續(xù)的，導頻信號只在一幀內(nèi)很短的時段里出現(xiàn)。圖8-13時域插入導頻法的載頻提取框圖由于時域插入的導頻與調(diào)制信號不同時傳送，它們之間不存在相互干擾，故一般直接選擇ωc作為導頻頻率。理論上接收端可以直接用ωc窄帶濾波器取出這個導頻信號，但因為導頻ωc是斷續(xù)而非連續(xù)傳送的，所以不能直接取出作為同步載波使用。實際中通常采用鎖相環(huán)來實現(xiàn)載頻提取，其框圖如圖8-13所示。圖中，模擬線性門在輸入門控信號的作用下，一個幀周期內(nèi)僅在導頻時隙（t2~t3）打開，將接收的導頻信號送入鎖相環(huán)，使得壓控振蕩器VCO的振蕩頻率鎖定在導頻ωc上；在一幀中所有其他不傳送導頻的時隙，模擬門關閉，鎖相環(huán)無導頻信號輸入，VCO的振蕩輸出頻率完全靠其自身的穩(wěn)定性來維持。直到下一幀信號的導頻時隙（t2~t3）到來后，模擬門再次打開，導頻信號又一次被送入鎖相環(huán)，VCO的輸出信號再次與導頻信號進行比較，進而實現(xiàn)鎖定。如此周而復始地通過與輸入的導頻信號比較然后調(diào)整、鎖定，壓控振蕩器的輸出頻率就一直維持ωc，送至解調(diào)器，實現(xiàn)載波同步。8.2位同步數(shù)字通信系統(tǒng)傳送的任何信號，究其實質(zhì)，都是按照各種事先約定的規(guī)則編制好的碼元序列。由于每個碼元都要持續(xù)一個碼元周期TB，而且發(fā)送端是一個碼元接一個碼元地連續(xù)發(fā)送的，因此接收端必須要知道每個碼元的開始和結束時間，做到收、發(fā)兩端必須步調(diào)一致，即發(fā)送端每發(fā)送一個碼元，接收端就相應接收一個同樣的碼元。只有這樣，接收端才能選擇恰當?shù)臅r刻進行取樣判決，最后恢復出原始發(fā)送信號。一般來說，發(fā)送端發(fā)送信息碼元的同時也提供一個位定時脈沖序列，其頻率等于發(fā)送的碼元速率，而其相位則與信碼的最佳取樣判決時刻一致。接收端只要能從收到的信碼中準確地將此定時脈沖系列提取出來，就可進行正確的取樣判決，這個提取定時脈沖序列的過程就是位同步，有時也叫做碼元同步。顯然，位同步是數(shù)字通信系統(tǒng)所特有的，是正確取樣判決的基礎。位同步與載波同步既有相似之處又有不同的地方。不論模擬還是數(shù)字通信系統(tǒng)，只要采用相干解調(diào)方式，就必須要實現(xiàn)載波同步，但位同步則只有數(shù)字通信系統(tǒng)才需要。因此，進行基帶傳輸時不存在載波同步問題，但位同步卻是基帶傳輸和頻帶傳輸系統(tǒng)都需要的；載波同步所提取的是與接收信號中的載波信號同頻同相的正弦信號，而位同步提取的則是頻率等于碼速率、相位與最佳取樣判決時刻一致的脈沖序列；兩種同步的實現(xiàn)方法都可分為外同步法（即插入導頻法）和自同步法（即直接提取法）兩種。下面分別具體介紹位同步的這兩類實現(xiàn)方式。8.2.1外同步法位同步的外同步實現(xiàn)法分為插入位定時導頻法和包絡調(diào)制法兩種。

1．插入位定時導頻法和載波同步中的插入導頻法類似，插入的位定時導頻也必須選在基帶信號頻譜的零點插入，以免調(diào)制信號和導頻信號相互干擾，影響接收端提取的導頻信號準確度。除此之外，為方便在接收端提取碼元重復頻率?B的信息，插入導頻的頻率通常選擇為?B或。這是因為一般基帶信號的波形都是矩形波，其頻譜在?B處通常都為0，如圖8-14(a)所示全占空矩形基帶信號功率譜，故此時應選擇插入導頻信號頻率為,TB為一個基帶信號的碼元周期。而相對調(diào)相中經(jīng)過相關編碼的基帶信號頻譜第一個零點通常都是處，所以此時選擇插入導頻信號頻率為。實現(xiàn)該插入法的系統(tǒng)電路框圖如圖8-15所示。圖8-14插入位定時導頻信號的頻率選擇圖8-15插入位定時導頻法系統(tǒng)框圖該框圖對應于圖8-14中(a)所示的信號頻譜情況。輸入基帶信號s(t)經(jīng)過相加電路，插入頻率為?B的導頻信號，再通過相乘器對頻率?C的正弦信號進行載波調(diào)制后輸出。接收端首先用帶通濾波器濾除帶外噪聲，通過載波同步提取電路獲得與接收信號的載波完全同頻同相的本地載波后，由相乘器和低通完成相干解調(diào)。低通濾波器的輸出信號經(jīng)過窄帶濾波器濾出導頻信號?B，通過倒相電路輸出導頻的反相號-?B，送至相加電路與原低通輸出的調(diào)制信號相加，消去其中的插入導頻信號?B，使進入取樣判決器的只有信息信號，避免插入導頻影響信號的取樣判決。圖中的兩個移相器都是用來消除窄帶濾波器等器件引起的相移，有的情況下也把它們合在一起使用。由于微分全波整流電路具有倍頻作用。對圖8-15中插入的位定時導頻?B，其最后送入取樣判決電路的位同步信息將是2?B，故框圖中采用了半波整流方式。而針對圖8-14中(b)所示的頻譜情況，由于插入導頻是，接收機中采用微分全波整流電路，利用其倍頻功能，正好使提取的位同步信息為?B。和前一節(jié)的相關內(nèi)容比較發(fā)現(xiàn)，載波同步插入法與位同步插入法消除插入導頻信號影響的方式是截然不同的。前者通過正交插入來消除其影響，后者則采用反相抵消來達到目的。2．包絡調(diào)制法使用包絡調(diào)制法提取位同步信號主要用于移相鍵控2PSK、移頻鍵控2PSK等恒包絡（即調(diào)制后的載波信號幅度不變）數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)的解調(diào)。如圖8-16所示就是其原理框圖。接收端將收到的雙調(diào)制信號分兩路分別進行包絡檢波和相位解調(diào)。通過包絡檢波，得到含有位同步信息?B的輸出信號，再通過窄帶濾器即可取出該?B信號。移相器消除窄帶濾波器等引起的?B相位偏移后，再經(jīng)過脈沖整形電路，輸出和發(fā)定時完全同步的收定時脈沖序列，對經(jīng)過相位解調(diào)后送至譯碼器進行判決再生的信息信號提供位定時，使其準確地恢復輸出原始信碼。為減少位定時對信號解調(diào)產(chǎn)生的影響，附加調(diào)幅通常都采用淺調(diào)幅。圖8-16包絡調(diào)制原理框圖8.2.2直接法直接法在位同步系統(tǒng)中應用最廣，屬于同步中的自同步法一類。和載波同步的自同步法一樣，它不在發(fā)信端單獨發(fā)送導頻信號或進行附加調(diào)制，僅在接收端通過適當?shù)拇胧﹣硖崛∥煌叫畔?。通常使用的位同步自同步法有濾波法、包絡“陷落”法和鎖相法等。1．濾波法對于單極性歸零脈沖，由于它的頻譜中一定含有?B成分，故接收端只要把解調(diào)后的基帶波形通過波形變換，如微分及全波整流，再用窄帶濾波器取出該?B分量，經(jīng)移相調(diào)整后就可形成位定時脈沖?B用于判決再生電路。圖8-17濾波法原理框圖但是，對非歸零脈沖信號而言，不論是單級性還是雙極性，只要它的0、1碼出現(xiàn)概率近似相等，即P(0)≈P(1)=，則其信號頻譜中將不再含有?B或2?B等n?B成分（n為正數(shù)），即頻譜中沒有n?B譜線，因此不能直接從接收信號中提取位同步信息。但如果先對信號進行波形變換，使其變成單級性歸零脈沖，則其頻譜中將出現(xiàn)n?B譜線，這時就可用前述對單極性歸零脈沖的處理方法來提取位定時信息了，其原理框圖如圖8-17所示。圖8-18所示是框圖8-17中各對應點的波形圖，其中(a)表示輸入基帶信號波形，(b)、(c)分別表示輸入信號依次經(jīng)過微分及全波整流后的輸出波形。微分使輸入非歸零信號變成歸零信號；全波整流則保證輸出信號的頻譜中一定含有n?B分量。由于輸入信碼中P(0)≈P(1)=，如果不進行全波整流，微分電路輸出的正負脈沖數(shù)目相等，則頻譜中的?B譜線仍將為0，仍然不可能從中提取?B信息，因此必須通過全波整流把隨機序列由雙極性變?yōu)閱螛O性。由于該序列碼元的最小重復周期為TB，它的歸零脈沖必須含有=?B線譜。故可獲得?B信息。框圖中的移相電路用來調(diào)整位同步脈沖的相位，即位脈沖的位置，使之適應最佳判決時刻的要求，降低誤碼率。2．包絡“陷落”法對于頻帶受限信號如二元數(shù)字調(diào)相信號S2PSK(t)等，可以采用包絡“陷落”法來提取位同步信息。圖8-19、圖8-20分別畫出了包絡“陷落”法的實現(xiàn)框圖和框圖中對應各點的波形變換。圖8-19包絡“陷落”法接收機框圖圖8-20包絡“陷落”法各點波形設頻帶受限有S2PSK(t)信號帶寬為2?B，其波形如圖8-20中(a)所示。如果接收端的輸入帶通濾波器帶寬B＜2?B，則該帶通的輸出信號將在相鄰碼元信號的相位反轉處產(chǎn)生一定程度的幅度陷落，如圖8-20中(b)所示。這個幅度陷落的信號(b)經(jīng)過包絡檢波后，檢出的包絡波形如圖8-20中(c)所示。顯然，這是一個具有一定歸零程度的脈沖序列，而且它的歸零點位置正好就是碼元相位發(fā)生反轉的時刻，所以它必然含有位同步信號分量，用窄帶濾波器即可將它取出，如8-20(d)所示。用于產(chǎn)生幅度陷落的帶通濾波器的帶寬不一定取值恒定，只要B＜2?B，帶通濾波器的輸出就一定會產(chǎn)生包絡陷落現(xiàn)象，只是帶寬B不同，陷落的形狀和深度也不同。一般來說，帶寬B越小，包絡陷落的程度就越深。

3．鎖相法位同步鎖相法與載波同步的鎖相法一樣，都是利用鎖相環(huán)的窄帶濾波特性來提取位同步信號的。鎖相法在接收端通過鑒相器比較接收信號和本地位同步信號的相位，輸出與兩個信號的相位差相應的誤差信號去調(diào)整本地位同步信號的相位，直至相位差小于或等于規(guī)定的相位差標準。位同步鎖相法分為模擬鎖相和數(shù)字鎖相法兩類。當鑒相器輸出的誤差信號對位同步信號相位進行連續(xù)調(diào)整時，稱之為模擬鎖相；當誤差信號不直接調(diào)整振蕩器輸出信號的相位，而是通過一個控制器，對系統(tǒng)時鐘輸出的脈沖序列增加或扣除相應若干個脈沖，從而達到調(diào)整位同步脈沖序列的相位，實現(xiàn)同步的目的時，稱之為數(shù)字鎖相。8.3幀同步數(shù)字通信中的信息傳播是以字、句為單位進行的，首先是由若干個碼元組成一個字，然后再由若干個字組成一句，和閱讀一段文字的情況類似，若不能正解地使用標點符號斷句，是無法真正充分地理解一段文字的含義的，有時甚至于還可能完全理解為相反的意思。因此，接收端收到信息流時，必須要知道這些數(shù)字代碼組成的每一個字、句的開始與結束，獲得與這些字、句起止時刻一致的定時脈沖序列，才可能準確地恢復原始發(fā)送信息，通常就把這個在接收端獲取與每一個字、句起止時刻相應的定時脈沖序列的過程叫做幀同步。雖然幀同步信號的頻率可以很容易地由位同步信號分頻產(chǎn)生，但是每一群的開始和結束時刻卻無法由此分頻信號確定。因此，僅僅通過分頻是無法得到幀同步信號的，一般都是通過在發(fā)送的數(shù)字信息流中插入一些特殊碼組作為每一幀的起、止標記，而接收端根據(jù)這些特殊碼組成的位置確定各字、句和幀的開始及結束時刻來實現(xiàn)幀同步。這種插入特殊碼組實現(xiàn)幀同步的方法又具體分為連貫插入法和分散插入法，下面僅介紹連貫插入法。連貫插入法也叫集中插入法，它是在每一個信息群的開頭集中插入作為幀同步碼的特殊碼組，這個作為幀同步碼插入的碼組應當極少出現(xiàn)在信息碼組中，即使偶爾出現(xiàn)，也不具有該信息幀的周期性規(guī)律，即不會按照信息幀的周期出現(xiàn)，接收端根據(jù)這個幀的周期，連續(xù)數(shù)次檢測該特殊碼組，就可獲得幀同步信息，實現(xiàn)幀同步。顯然，選擇適當?shù)牟迦氪a組是實現(xiàn)連貫插入法的關鍵，它的選擇應根據(jù)如下兩點要求：(1)具有明顯的可識別特征，以便接收端能夠容易地將同步碼和信息碼區(qū)分開來；(2)這個碼組的碼長應當既能保證傳輸效率高（不能太長），又能保證接收端識別容易（不能太短）。經(jīng)過長期的實驗研究，目前所知符合上述要求的碼組有全0碼，全1碼、10交替碼、巴克碼，電話基群幀同步碼0011011等，其中又以巴克碼最為常用。巴克碼是一種長度有限的非周期性序列，它的自相關性較好，具有單峰特性。目前已找到的所有巴克碼組如表8-1所示，其中＋、－號分表示該巴克碼組第i位碼元Xi的取值為＋1、－1，它們分別與二元碼的1、0對應。對長度有限的n位碼組{a1,a2,a3,……an}，一般數(shù)學上定義其自相關函數(shù)R（j）如式（8-4）所示，而稱滿足條件式（8-5）的自相關函數(shù)為具有單峰特性的自相關函數(shù)。（8-4）

（8-5）

利用定義式（8-4），算出表8-1中5位巴克碼的自相關函數(shù)如下：R(0)=a12+a22+a32+a42+a52=12+12+12+(-1)2+12=5R(1)=a1a2+a2a3+a3a4+a4a5=1·1+1·1+1·(-1)+(-1)·1=0R(2)=a1a3+a2a4+a3a5=1·1+1·(-1)+1·1=1R(3)=a1a4+a2a5=1·(-1)+1·1=0R(4)=a1a5=1·1=1R(5)=0碼組中的碼元位數(shù)巴克碼組對應的2進制碼2（++），（-+）（11），（01）3（++-）（110）4（+++-），（++-+）（1110），（1101）5（+++-+）（11101）7（+++--+-）（1110010）11（+++---+--+-）（11100010010）13（+++++--++-+-+）（1111100110101）表8-1常見巴克碼碼組同樣，可算出表8-1中7位巴克碼的自相關函數(shù)值分別為：R(0)=7R(1)=0R(2)=-1R(3)=0R(4)=-1R(5)=0R(6)=-1R(7)=0依此類推，可把R(j)的定義擴展到j為負數(shù)的情況，如：5位巴克碼的R(-1)=a2a1+a3a2+a4a3+a5a4=0根據(jù)上述計算，畫出5位、7位巴克碼的自相關函數(shù)特性曲線如圖8-21所示。明顯地，這兩個R(j)曲線都呈現(xiàn)單峰形狀，當j=0時達到最大峰值。這是因為5位、7位巴克碼的自相關函數(shù)都滿足條件式（8-5），故有時又稱之為單峰自相關函數(shù)。事實上，所有巴克碼的自相關函數(shù)都具有單峰特性。不難理解，巴克碼的位數(shù)越多，它的R(j)曲線峰值越大，自相關性就越好，識別這個碼組也就越容易，而這也正是我們對連貫插入的幀同步碼組的主要要求之一。正如圖8-21中所示，7位巴克碼的單峰形狀比5位巴克碼的更為陡峭，也即7位巴克碼的自相關特性優(yōu)于5位巴克碼，識別7位巴克碼就比5位巴克碼容易。圖8-21巴克碼的局部自相關函數(shù)曲線巴克碼識別電路由移位寄存器、相加電路和判決電路組成。以7位巴克碼為例，只需用7個移位寄存器、相加器和判決器各一就可以構成它的識別器了，如圖8-22所示。圖8-22巴克碼識別器當輸入碼元的“1”進入某移位寄存器時，該移位寄存器端輸出電平為+1，端輸出電平為-1。反之，進入“0”碼時，該移位寄存器的端輸出電平為+1，端輸出電平為-1。各移位寄存器輸出端的接法與巴克碼規(guī)律一致，這樣識別器實際上就是對輸入的巴克碼進行相關運算。當一幀信號到來時，首先進入識別器的是幀同步碼組，只有當7位巴克碼在某一時刻正好已全部進入7位寄存器時，7位移位寄存器輸出端都輸出+1，相加后得最大輸出+7，其余情況相加結果均小于+7。若判別器的判決門限電平定為+6，那么就在7位巴克碼的最后一位0進入識別器時，識別器輸出一個同步脈沖表示一幀的開頭。巴克碼用于幀同步是常見的，但并不是惟一的，只要具有良好特性的碼組均可用于幀同步，例如PCM30/32路電話基群的隔幀連貫插入的幀同步碼為0011011。8.4網(wǎng)同步當通信是在點對點之間進行時，完成了載波同步、位同步和幀同步之后，就可以進行可靠的通信了。但現(xiàn)代通信往往需要在許多通信點之間實現(xiàn)相互連接，從而構成通信網(wǎng)。顯然，為了保證通信網(wǎng)各點之間可靠地進行數(shù)字通信，必須在網(wǎng)內(nèi)建立一個統(tǒng)一的時間標準，稱為網(wǎng)同步。圖8-23所示為一復接系統(tǒng)。圖中A、B、C等是各站送來的速率較低的數(shù)據(jù)流，它們各自的時鐘頻率不一定相同。在總站的合路器里，A、B、C等合并為路數(shù)更多的復用信號，當然這時數(shù)據(jù)流的速率更高了。高速數(shù)據(jù)流經(jīng)信道傳輸?shù)浇邮斩耍墒照痉致菲靼葱枰獙?shù)據(jù)分配給A‘、B’、C‘等各分站。在通信網(wǎng)中采用的是多點通信，A站的用戶也要與B'和C'站通信，若它們之間沒有相同的時鐘頻率是不能進行通信的。保證通信網(wǎng)中各個站都有共同的時鐘信號，是網(wǎng)同步的任務。圖8-23復接系統(tǒng)實現(xiàn)網(wǎng)同步的方法主要有兩大類：一類是全網(wǎng)同步系統(tǒng)，即在通信網(wǎng)中使各站的時鐘彼此同步，各站的時鐘頻率和相位都保持一致。建立這種網(wǎng)同步的主要方法有主從同步法和相互同步法。另一類是準同步系統(tǒng)，也稱獨立時鐘法，即在各站均采高穩(wěn)定性的時鐘，相互的數(shù)碼率，再傳送出去。8.4.1全網(wǎng)同步系統(tǒng)全網(wǎng)同步方式采用頻率控制系統(tǒng)去控制各交換站的時鐘，使它們都達到同步，使它們的頻率和相位均保持一致，沒有滑動。采用這種方法可用穩(wěn)定度低而價廉的時鐘，在經(jīng)濟上是有利的。1．主從同步法

在通信網(wǎng)內(nèi)設立一個主站，它備有一個高穩(wěn)定的主時鐘源，再將主時鐘源產(chǎn)生的時鐘站傳輸至網(wǎng)內(nèi)的各個站去，如圖8-24所示。這樣各站的時鐘頻率（即定時脈沖頻率）都直接或間接來自主時鐘源，所以網(wǎng)內(nèi)各站的時鐘頻率相同。各從站的時鐘頻率通過各自的鎖相環(huán)來保持和主站的時鐘頻率一致。由于主時鐘到各站的傳輸線路長度不等，會使各站引入不同的時延。因此，各站都需設置時延調(diào)整電路，以補償不同的時延，使各站的時鐘不僅頻率相同，而且相位也一致。圖8-24主從同步法的時鐘傳送8-25等級主從同步方式這種主從同步方式比較容易實現(xiàn)，它依賴單一的時鐘，設備比較簡單。此法的主要缺點是：若主時鐘源發(fā)生故障，會使全網(wǎng)各站都因失去同步而不能工作；當某一中間站發(fā)生故障時不僅該站不能工作，其后的各站都因失步而不能工作。另一種主從同步控制方式，稱為等級主從同步方式，如圖8-25所示。它所不同的是全網(wǎng)所有的交換站都按等級分類，其時鐘都按其所處的地位水平，分配一個等級。在主時鐘發(fā)生故障的情況下，就主動選擇具有最高等級的時鐘作新的主時鐘。即主時鐘發(fā)生故障時，則由副時鐘源替代，通過圖中虛線所示通路供給時鐘。這種方式提高了可靠性，但較復雜。2．互控同步法為了克服主從同步法過分依賴主時鐘源的缺點，改進的方法是讓網(wǎng)內(nèi)各站都有自己的時鐘，并把它們相互連接起來，使各站的時鐘頻率都鎖定在各站固有頻率的平均值上，這個平均值稱為網(wǎng)頻頻率，從而實現(xiàn)網(wǎng)同步。這是一個相互控制的過程，當網(wǎng)中某一站發(fā)生故障時，網(wǎng)頻頻率將平滑地過渡到一個新的值。這樣，除發(fā)生故障的站外，其余各站仍能