第3章 AC-DC變換電路 Part-B課件

第三章整流電路Part-B第七節(jié)單相橋式整流電路仿真第六節(jié)整流電路的諧波和功率因數(shù)第五節(jié)變壓器漏感對整流電路的影響第四節(jié)帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路第四節(jié)帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路1一、電路組成與基本特點2二、平衡電抗器LP的作用3三、定量計算在電解電鍍等工業(yè)中，常常使用低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬安）可調(diào)直流電源。如果采用三相橋式可控整流電路，則由于過大的負載電流需要將多個元件并聯(lián)，這就使元件的均流和保護問題復(fù)雜化，而且這樣大的負載電流每個通路都要經(jīng)過二個導通元件，壓降損耗大，整流裝置效率低。如果采用兩組三相半波可控整流電路并聯(lián)，使每組電路只承擔負載電流之半，同時對變壓器次級繞組采用合適的連接方式，以消除三相半波可控整流電路的直流磁化，則可以滿足低電壓大電流的負載要求此時，一般不使用三相半波電路。常常使用雙反星形可控整流電路（兩組共陰極的三相半波并聯(lián)構(gòu)成）。

一、電路組成與基本特點帶平衡電抗器的雙反星形電路如圖3－37所示。電路中電源變壓器初級接成三角形，兩組次級繞組都接成三相星形，組成兩組三相半波可控整流電路，在兩個中點之間，接有平衡電抗器Lp。

電路的特點和各個SCR觸發(fā)順序：變壓器二次側(cè)每相有兩個匝數(shù)相同、極性相反（同名端相反）的繞組，分別構(gòu)成a,b,c和a`,b`,c`兩組。電路中設(shè)置了平衡電抗器Lp來保證兩組三相半波電路能同時導電，因此與三相橋式相比，輸出電流可大一倍；每相的觸發(fā)脈沖，從第一個正自然換相點開始計算起，分別為1,3,5和2,4,6。這樣，在不同的時刻導通的SCR分別為6,1、1,2、2,3、3,4、4,5、5,6、6,1…。實際上，通過每個時刻的等效電路，同學們可以發(fā)現(xiàn)和分析變壓器漏感作用時的電路十分類似，輸出電壓Ud的瞬時電壓為導通兩相電壓瞬時值的平均值。平衡電抗器類似于變壓器漏感。兩個直流電源并聯(lián)時，只有當輸出電壓平均值和瞬時值均相等時，才能使負載均流。雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等；Lp是均流的根本措施；兩個星形的中點n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形電路自成回路，不流到負載中去，稱為環(huán)流或平衡電流；考慮到ip后，每組三相半波承擔的電流可以均流為Id/2±ip

（平均值為Id）。否則由于平衡電抗器的作用會使得感應(yīng)電壓不一致，而重新平衡。電感作用為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負載額定電流的±1%～2%以內(nèi)。圖3-38平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形二、平衡電抗器LP的作用在任一瞬間，六相繞組中只有相電壓最高的那一相晶閘管可以觸發(fā)導通，其余晶閘管均承受反向電壓而關(guān)斷。每個元件最大導通角是60°的，每管平均電流是Id/6。輸出整流電壓為六相半被電壓波形的包絡(luò)線，其平均值為1.35U2。這種電路晶閘管導電角小，變壓器利用率低，并末達到并聯(lián)目的，故一般很少采用。為了克服上述缺點，將二個次級繞組中點用平衡電抗器連接。

圖3-39平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導電的情況粗紅線為Ud；紅點為a,b,c的自然換相點；藍點為a`,b`,c`的自然換相點由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時導電的原理如下：平衡電抗器Lp承擔了n1、n2間的電位差，它補償了u’b和ua的電動勢差，使得u’b和ua兩相的晶閘管能同時導電；ωt1時u’b比ua電壓高，VT6導通，此電流在流經(jīng)LP時，LP上要感應(yīng)一電動勢up，其方向是要阻止電流增大，極性如圖所示?？蓪С鯨p兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學表達式如下：雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時導通；時間推遲至Ub’與Ua

的交點時，Ub’=Ua，UP=0；之后Ub’<Ua，則流經(jīng)b’相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導電直到Uc’>Ub’，電流才從VT6換至VT2。此時變成VT1、VT2同時導電；每一組中的每一個晶閘管仍按三相半波的導電規(guī)律而各輪流導電120o。

雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個晶閘管導電，其余五管均阻斷，每管最大導通角為60o，平均電流為Id/6；當α＝00時，Ud為1.35U2，比三相半波時的1.17U2略大些；六相半波整流電路因晶閘管導電時間短，變壓器利用率低，極少采用；雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別就在于有無平衡電抗器，對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵。

=30、=60和=90時輸出電壓的波形分析：需要分析各種控制角時的輸出波形時，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2；雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動程度減小了，脈動頻率加大一倍，f=300Hz；電感負載情況下，=90時,輸出電壓波形正負面積相等，Ud=0，移相范圍是90；如果是電阻負載，則ud波形不應(yīng)出現(xiàn)負值，僅保留波形中正的部分。同樣可以得出，當=120時，Ud=0，因而電阻負載要求的移相范圍為120。三、定量計算

整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:Ud=1.17U2cos將雙反星形電路與三相橋式電路進行比較可得出以下結(jié)論：（1）三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器；（2）當U2相等時，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍；（3）兩種電路中，晶閘管的導通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。將雙反星形電路與三相橋式電路進行比較可得出以下結(jié)論：（1）三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器。（2）當U2相等時，雙反星形電路的整流輸出平均電壓Ud是三相橋的1/2，而Id與三相橋式電路相比，在采用相同的晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍。（3）兩種電路中，晶閘管的導通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，整流輸出電壓Ud和負載電流Id的波形形狀一樣。

補充：多重化整流電路整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。1.移相多重聯(lián)結(jié)有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)；2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路；使用了平衡電抗器來平衡2組整流器的電流，其原理與雙反星形電路中是一樣的；不僅可減少輸入電流諧波，也可減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路利用變壓器二次繞組接法的不同，一個接成三角形，一個接成星形。使兩組三相交流電源間相位錯開30，從而使輸出整流電壓ud在每個交流電源周期中脈動12次，故該電路為12脈波整流電路；為了是兩組整流橋的輸出電壓相等，要求兩組交流電源的線電壓相等，因此三角形接法的變壓器二次繞組線電壓應(yīng)等于星形繞組相電壓的1.732倍。同樣，兩組交流電源的相位依次差300，瞬時值不等，需要在兩組橋之間加入平衡電抗器LP。輸出電壓，仍然和雙反星形整流電路一樣：第五節(jié)變壓器漏感對整流電路的影響一二三四工作原理換相壓降換相重疊角變壓器漏感對整流電路影響前面分析整流電路時，均未考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，認為換相是瞬時完成的。但實際上變壓器繞組總有漏感，該漏感可用一個集中的電感表示，并將其折算到變壓器二次側(cè)。由于電感對電流的變化起阻礙作用，電感電流不能突變，因此換相過程不能瞬間完成，而是會持續(xù)一段時間。

一、工作原理考慮包括變壓器漏感(也稱為漏抗)在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個集中的電感LB表示。在許多情況下，LB不能忽略，負載電流為水平線

，它使得電流換相過程不能瞬時完成。以三相半波電路為例：VT1換相至VT2的過程因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時導通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過程結(jié)束。因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時導通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關(guān)斷，換流過程結(jié)束。RabcTLudicibiaLBLBLBikVT1VT2VT3gudidwtOwtOiciaibiciaIduaubuca換相重疊角γ——換相過程持續(xù)的時間，用電角度γ表示換相過程中，整流輸出電壓ud為同時導通的兩個晶閘管所對應(yīng)的兩個相電壓的平均值。這導致ud的波形出現(xiàn)一個明顯的缺口。同時各相的電流也不是突變的。換相壓降△Ud——與不考慮變壓器漏感時相比，ud平均值降低的多少。換相壓降相當于陰影部分的面積的平均值，它使得輸出的整流電壓下降。這塊陰影由負載電流Id的換相過程引起。具體計算：陰影面積除以SCR導通的時間。以三相半波為例：

（3-45）二、換相壓降

式中XB相當于漏感為LB的變壓器每相折算到二次側(cè)的漏抗，可根據(jù)變壓器的銘牌數(shù)據(jù)求出。換相重疊角γ的計算（以α＝0，即自然換相點做為時間坐標的零點）

由上式得：

進而得出：

三、換相重疊角

當時，，于是

具體詳細的計算請參看教材?？梢?，γ隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：（1）Id越大則γ越大；（2）XB越大γ越大；（3）當≤90時，越小γ越大。注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路四、變壓器漏感對整流電路影響

表2-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算四、變壓器漏感對整流電路影響

（1）出現(xiàn)換相重疊角γ，整流輸出電壓平均值降低。（2）整流電路的工作狀態(tài)增多。（3）晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。（4）換相時晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導通，為此必須加吸收電路。（5）換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。第六節(jié)整流電路的諧波和功率因數(shù)1一、諧波和無功功率分析基礎(chǔ)2二、帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析3三、整流輸出電壓和電流的諧波分析[概述]：許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網(wǎng)帶來不利影響：電力電子裝置還會產(chǎn)生諧波，對公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害；許多國家都發(fā)布了限制電網(wǎng)諧波的國家標準，或由權(quán)威機構(gòu)制定限制諧波的規(guī)定。國家標準（GB/T14549-93）《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》從1994年3月1日起開始實施。無功功率（reactionpower）對電網(wǎng)的影響：無功功率會導致電流增大和視在功率增加，導致設(shè)備容量增加；無功功率增加，會使總電流增加，從而使得設(shè)備和線路的損耗增加；無功功率使線路壓降增大，沖擊性無功負載還會使電壓劇烈波動。諧波（harmonics）對電網(wǎng)的危害：諧波使電網(wǎng)中的元件產(chǎn)生附加的諧波損耗，降低發(fā)電、輸電及用電效率，大量的3次諧波流過中性線會使線路過熱甚至發(fā)生火災(zāi)。諧波影響各種電氣設(shè)備的正常工作，使電機發(fā)生機械振動、噪聲和過熱，使變壓器局部嚴重過熱，使電容器、電纜等設(shè)備過熱、使絕緣老化、壽命縮短以致?lián)p壞；諧波會引起電網(wǎng)中局部的并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振，從而使諧波放大，會使上述1）和2）兩項的危害大大增加，甚至引起嚴重事故；諧波會導致繼電保護和自動裝置的誤動作，并使電氣測量儀表計量不準確；諧波會對鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，輕者產(chǎn)生噪聲，降低通信質(zhì)量，重者導致信息丟失，使通信系統(tǒng)無法正常工作。一、諧波和無功功率分析基礎(chǔ)(一)諧波在供電系統(tǒng)中，我們總是希望電壓和電流一直保持正弦波形。當正弦波電壓施加在線性無源器件電阻、電感和電容上時，其電流和電壓分別為比例、積分和微分關(guān)系，但仍為同頻的正弦波。如果正弦波電壓施加在非線性電路上時，電流就成為非正弦波，非正弦波電流在電網(wǎng)阻抗上產(chǎn)生壓降，會使電壓波形也變?yōu)榉钦也ā．斎?，非正弦波電壓施加在線性電路上時，電流也是非正弦的。理想正弦波電壓：在滿足狄里赫利條件時，上述正弦波可分解為如下形式的傅里葉級數(shù)：式中：平均值，即直流分量n=1基波分量n>1諧波分量于是有：其中：基波（fundamental）——在傅里葉級數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量，即2,3,4,…N次諧波諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

注：In為第n次諧波電流有效值，I1為基波電流的有效值，Ih為總諧波電流有效值。狄里赫利條件：周期函數(shù)在一個周期內(nèi)連續(xù)或只有有限個第一類間斷點，并且至多只有有限個極值點。1.正弦電路中的情況

電路的有功功率P就是其平均功率：

視在功率S定義為：電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

無功功率Q定義為：Q=UIsinφ

功率因數(shù)λ定義為：有功功率P和視在功率S的比值：

此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：

功率因數(shù)λ是由電壓和電流的相位差φ決定的：λ=cosφ(二)功率因數(shù)2.非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)λ仍由定義式可得。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。設(shè)正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和φ1。這時有功功率為：P=UI1cosφ1功率因數(shù)為：基波因數(shù)——ν=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosφ1非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權(quán)威的定義一種簡單的定義是仿照前式給出的：

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。也可仿照式（3-53）定義無功功率，為和式（3-58）區(qū)別，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1sinφ1

在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：（3-60）比較式（3-60）和（3-55），可得：

忽略電壓諧波時（3-61）這種情況下，Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。（3-59）(一)單相橋式全控整流電路

1.變壓器二次側(cè)電流諧波分析:忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大（電流i2的波形見圖2-6）。將電流i2分解為傅里葉級數(shù)，可得：

（3-62）

變壓器二次側(cè)電流諧波分析：基波和各次諧波有效值為：

n=1,3,5,…（3-63/64）電流中僅含奇次諧波；各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。二、帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析2.功率因數(shù)計算基波電流有效值為：（3-63）

i2的有效值I=Id，結(jié)合式（3-63）可得基波因數(shù)為

基波電流與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為

所以，功率因數(shù)為：

（3-65）1.變壓器二次側(cè)電流諧波分析阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大以=30為例，交流側(cè)電壓和電流波形如圖3-44中的ua和ia波形所示。此時，電流為正負半周各120的方波，其有效值與直流電流的關(guān)系為：

變壓器二次側(cè)電流諧波分析：

(二)三相橋式全控整流電路

3-66

電流基波和各次諧波有效值分別為（3-67）

電流中僅含6k1（k為正整數(shù)）次諧波；可見三相橋的優(yōu)越性。各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。

2.

功率因數(shù)計算由式可得基波因數(shù)為：

電流基波與電壓的相位差仍為，故位移因數(shù)仍為：

功率因數(shù)為：

三、整流輸出電壓和電流的諧波分析

整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的。圖3-45α=0時，m脈波整流電路的整流電壓波形=0時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析：將縱坐標選在整流電壓的峰值處，則在-p/m~p/m區(qū)間，整流電壓的表達式為：對該整流輸出電壓進行傅里葉級數(shù)分解，得出：

（3-69）式中，k=1，2，3…；且：

為了描述整流電壓ud0中所含諧波的總體情況，定義電壓紋波因數(shù)為ud0中諧波分量有效值UR與整流電壓平均值Ud0之比：

其中：（3-70）

而：U為整流電壓有效值

（3-72）由上述式得

（3-74）表3-2給出了不同脈波數(shù)m時的電壓紋波因數(shù)值。

m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940紋波因數(shù)便于測量，用有效值電壓表便可測出，但計算復(fù)雜，因此有些場合用脈動系數(shù)S來表達整流負載上電壓或電流的平整程度。S定義為最低次頻率的諧波分量幅值與直流分量(即整流電壓的平均值)的比值，對于一般m相整流電路的電壓脈動系數(shù)Su為：

對于單相橋、三相半波及三相橋整流電路，Su的值如表3-3所示。由表3-3知，三相橋整流電路(α=0時)的脈動系數(shù)Su＝5.7%，較單相橋和三相半波整流電路小得多。相數(shù)m愈多，Su愈小，輸出整流電壓中交流分量所占比例愈小，整流電壓質(zhì)量愈高。Su(%)23612∞m66.725.05.71.40表3-3不同脈波數(shù)時的電壓脈動系數(shù)負載電流的傅里葉級數(shù)可由整流電壓的傅里葉級數(shù)求得：（3-75）當負載為R、L和反電動勢E串聯(lián)時，上式中：（3-76）n次諧波電流的幅值dn為：（3-77）n次諧波電流的滯后角為：（3-78）總結(jié):=0時整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：（1）m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3...）次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次；（2）當m一定時，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速；（3）m增加時，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。不為0時的情況：m脈波整流電壓諧波的一般表達式十分復(fù)雜，這里給出三相橋式整流電路的結(jié)果，說明諧波電壓與

角的關(guān)系以n為參變量，n次諧波幅值（取標幺值）對

的關(guān)系如圖3-00所示：當從0~90變化時，ud的諧波幅值隨

增大而增大，=90時諧波幅值最大；

從90~180之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨增大而減小。圖3－00三相全控橋電流連續(xù)時，以n為參變量的與

的關(guān)系第七節(jié)單相橋式整流電路仿真

一、建立仿真模型二、設(shè)置模型參數(shù)電路仿真單相橋式全控整流電路如圖3-47所示，電路由交流電源u1，整流變壓器T、晶閘管VT1~VT4、負載電阻R及觸發(fā)電路組成。在變壓器二次電壓u2的正半周期觸發(fā)晶閘管VT1和VT3，在的負半周期觸發(fā)晶閘管VT2和VT4，在負載上可以得到方向不變的直流電，改變晶閘管的控制角可以調(diào)節(jié)輸出直流電壓和電流的大小，仿真過程如下。

單相橋式全控整流電路如圖3-47所示，電路由交流電源u1，整流變壓器T、晶閘管VT1~VT4、負載電阻R及觸發(fā)電路組成。在變壓器二次電壓u2的正半周期觸發(fā)晶閘管VT1和VT3，在的負半周期觸發(fā)晶閘管VT2和VT4，在負載上可以得到方向不變的直流電，改變晶閘管的控制角可以調(diào)節(jié)輸出直流電壓和電流的大小，仿真過程如下。

圖3-47單相橋式全控整流原理電路一、建立仿真模型在SIMULINK模型庫中沒有專門的單相橋式整流器觸發(fā)模型，這里使用了兩個脈沖發(fā)生器分別產(chǎn)生VT1和VT3、VT2和VT4的觸發(fā)脈沖。整流器的負載選用了RLC串聯(lián)電路，可以通過參數(shù)設(shè)置來改變電阻、電感和電容的組合。連接完成的單相橋式整流電路模型如圖3-48所示，為了簡化仿真過程，在本例中省略了整流變壓器。模型中使用了兩種測量儀器，示波器（Scope）和多路測量器(Multimeter)。示波器可以觀察它連接點上的波形，多路測量器(Multimeter)可以接收一些模塊發(fā)送出來的參數(shù)信號并通過示波器觀察。二、設(shè)置模型參數(shù)

設(shè)置模型參數(shù)是保證仿真準確和順利的重要一步，有些參數(shù)是由仿真任務(wù)規(guī)定的，如本例仿真中的電源電壓、電阻值等，有些參數(shù)是需要通過仿真來確定的。設(shè)置模型參數(shù)可以雙擊模塊圖標彈出參數(shù)設(shè)置對話框，然后按框中提示輸入，若有不