常用放大電路

第八章 電子信息系統(tǒng)中常用放大電路引言 在電子信息系統(tǒng)中，常常需要將通過傳感器或其它途徑所采集的小信號進(jìn)行放大才能進(jìn)行運(yùn)算、濾波等處理，往往也需要將信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換或進(jìn)一步放大或功率放大。本章將介紹幾種常用的預(yù)處理放大電路、信號轉(zhuǎn)換電路、功率放大電路、集成功率放大電路及鎖相環(huán)在信號轉(zhuǎn)換電路中的應(yīng)用。8.1 預(yù)處理放大電路 儀表用放大器集成儀表用放大器，也稱為精密放大器，用于弱信號放大。一、儀表用放大器的特點(diǎn)在測量系統(tǒng)中，通常都用傳感獲取信號，即把被測物理量通過傳感器轉(zhuǎn)換為電信號，然后進(jìn)行放大。因此，傳感器的輸出是放大器的信號源。然而，多數(shù)傳感器的等效電阻均不是常量，它們隨所測物理量的變化而變。這樣，對于放大器而言，信號源內(nèi)阻Rs是變量，根據(jù)電壓放大倍數(shù)的表達(dá)式AusRiAuRsRi可知，放大器的放大能力將隨信號大小而變。為了保證放大器對不同幅值信號具有穩(wěn)定的放大倍數(shù)，就必須使得放大器的輸入電阻Ri＞＞RS，Ri愈大，因信號源內(nèi)阻變化而引起的放大誤差就愈小。此外，從傳感器所獲得的信號常為差模小信號，并含有較大共模部分，其數(shù)值有時(shí)遠(yuǎn)大于差模信號。因此，要求放大器應(yīng)具有較強(qiáng)的抑制共模信號的能力。綜上所述，儀表用放大器除具備足夠大的放大倍數(shù)外，還應(yīng)具有高輸入電阻和高共模抑制比。二、基本電路集成儀表用放大器的具體電路多種多樣，

但是很多電路都是在圖

所示電路的基礎(chǔ)上演變而來。根據(jù)運(yùn)算電路的基本分析方法，

在圖

所示電路中，

uA

u11，uB

u12，因而常用放大電路uI1uI2R2(uO1uO2)2R1R2uO1uO2(12R1)(uI1uI2)R2所以輸出電壓uORf(uO1uO2)Rf(12R1)(uI1uI2)RRR2設(shè)u1d (u11 u12)，則uORf(12R1)uIdRR2當(dāng)uI1uI2uIc，由于uAuBuIc，R2中電流為零，uO1uO2uIc，輸出電壓uO0?？梢?，電路放大差模信號，抑制共模信號。差模放大倍數(shù)數(shù)數(shù)值愈大，共模抑制比愈高。當(dāng)輸入信號中含有共模噪聲時(shí)，也將被抑制。三、集成儀表用放大器116輸入級失調(diào)調(diào)節(jié)反向14+輸入5pFA12R14.44k_×103R2404R420k×10020k440.045pF20k_×1000R3111000倍5A320k輸出增益設(shè)定5pF+設(shè)定720k10增益R520k公共端增益6_12測定A25pF15+VCC同相+9輸入-VCC

圖 型號為INA102的集成儀表用放大器308 模擬電子技術(shù)教程圖所示為型號用 INA102（AD8221）的集成儀表用放大器，圖中各電容均為相位補(bǔ)償電容。第一級電路由A1和A2組成，與圖8.1.1所示電路中的A1和A2對應(yīng)，電阻R1、R2和R3與圖8.1.1中的R2對應(yīng)，R4、R5與-VCC圖8.1.1中的R1對應(yīng)，第二級電路的電壓放大倍數(shù)輸入級失調(diào)調(diào)整為1。INA102的電源和輸入級失調(diào)調(diào)整引腳接法151u11如圖8.1.3所示，兩個(gè)1F電容為去耦電容。改變+1614AuO其它管腳的外部接線可以改變第一級電路的增u12_12910+VCC益，分為1、10、100和1000四種情況，接法如-VCC表所示。

1F1FINA102 的輸入電阻可達(dá) 104M ，共模抑制比為 100dB，輸出電阻為 0.1 ，小信號帶寬為300kHz；當(dāng)電源電壓±15V時(shí)，最大共模輸入電壓為±12.5V。

圖的外接電源和輸入級失調(diào)調(diào)整表8.1.1INA102集成儀表用放大器增益的設(shè)定增益引腳連接增益引腳連接16和71003和6和7102和6和710004和7，5和6四、應(yīng)用舉例圖 所地為采用 PN結(jié)溫度傳感器的數(shù)字式溫度計(jì)電路，測量范圍為50~ 150oC分辨率為 0.1oC。電路由三部分組成，如圖中所標(biāo)注。圖中 R1、R2、D和RW1構(gòu)成測量電橋，D為溫度測試元件，即溫度傳感器。電橋的輸出信號接到集成信表放大器INA102的輸入端進(jìn)行放大。A2構(gòu)成的電壓跟隨器，起隔離作用。電壓比較器驅(qū)動電壓表，實(shí)現(xiàn)數(shù)字化顯示。VCC_A2uO2R1R2+_A1uO1+R4DRW1RW2R5測量電橋儀表放大電路及電壓跟隨器數(shù)字電壓表圖 數(shù)字式溫度計(jì)電路常用放大電路設(shè)放大后電路的靈敏度為10mV/oC,則在溫度從50oC時(shí)，輸出電壓的變化范圍為2V，即從-0.5～+1.5V。當(dāng)INA102的電源電壓為±18V時(shí)，可將INA102的引腳②、③、④連接在一起，設(shè)定儀表放大器的電壓放在倍數(shù)為10，因而儀表放器的輸出電壓范圍為-5～+15V。根據(jù)運(yùn)算電路的分析方法，可以求出A1、A2輸出電壓的表達(dá)式為uO110(uDuRW1)uO210R5(uDuR)(8.1.3)RW2W1改變RW2滑動端的位置可以改變放大電路的電壓放大倍數(shù)，從而調(diào)整數(shù)字電壓表的顯示數(shù)據(jù)。 電荷放大器某些傳感器屬于電容性傳感器，如壓電式加速度傳感器、壓力傳感器等。這類傳感器的阻抗非常高，呈容性，輸出電壓很微弱；它們工作時(shí)，將產(chǎn)生正比于被測物理量的電荷量，且具有較好的線性度。積分運(yùn)算電路可以將電荷量轉(zhuǎn)換成電壓量，電路如圖8.1.5所示。電容性傳感器可等效為因存儲電荷而產(chǎn)生的電動勢ut與一個(gè)輸出電容Ct串聯(lián)，如圖中虛線框內(nèi)所示。ut、Ct和電容上的電量q之間的關(guān)系為utq(8.1.4)Ct電容性CfRf傳感器_CfCtAuO傳_+C+感AutuO器+-圖8.1.5電荷放大器圖8.1.6Cf上并聯(lián)電阻Rf電荷放大器在理想運(yùn)放條件下，根據(jù)“虛短”和“虛斷”的概念，uPuN0為虛地。將傳感器對地的雜散電容C短路，消除因C而產(chǎn)生的誤差。集成過放A的輸出電壓1uOjCfCtut1CfjCt將式（）代入，可得310 模擬電子技術(shù)教程q（8.1.5）uOCf為了防止因Cf長時(shí)間充電導(dǎo)致集成運(yùn)放飽和，常在Cf并聯(lián)電阻Rf，如圖8.1.6所示。并聯(lián)Rf后，為了使1＜＜Rf，傳感器輸出信號頻率不能過低，f應(yīng)大于1。CfRCf2πf在實(shí)用電路中，為了減少傳感器輸出電纜的電容對放大電路的影響，一般常將電荷放大器裝在傳感器內(nèi)；而為了防止傳感器在過載時(shí)有較大的輸出，則在集成運(yùn)放輸入端加保護(hù)二極管；如圖 所示。 隔離放大器在遠(yuǎn)距離信號傳輸?shù)倪^程中，常因強(qiáng)干擾的引入使放大電路的輸出有著很強(qiáng)的干擾背景，甚至將有用信號淹沒，造成系統(tǒng)無法正常工作。將電路的輸入側(cè)和輸出側(cè)在電氣上完全隔離的放大電路稱為隔離放大器。它既可切斷輸入側(cè)和輸出側(cè)電路間的直接聯(lián)系，避免干擾混入輸出信號，又可使有用信號暢通無阻。目前集成隔離放大器有變壓器耦合式、光電耦合式和電容耦合式三種。這里僅就前兩種電路簡單加以介紹。一、變壓器耦合式變壓器耦合放大電路不能放大變化緩慢的直流信號和頻率很低的交流信號。在隔離放大器中，在變壓器的輸入側(cè)，將輸入電壓與一個(gè)具有較高固定頻率的信號混合（稱為調(diào)制）；經(jīng)變壓器耦合，在輸出側(cè)，再將調(diào)制信號還原成原信號（稱為解調(diào)），然后輸出；從而達(dá)到傳遞直流信號和低頻信號的目的?？梢姡儔浩黢詈细艨悍糯笃魍ㄟ^調(diào)制和解調(diào)的方法傳遞信號。調(diào)制和解調(diào)技術(shù)廣泛用于無線電廣播、電視發(fā)送和接收以及其它通信系統(tǒng)之中。圖所示為型號是 AD210的變壓器耦合隔離放大器，其引腳及其功能如表所示，為了閱讀方便，表中引腳號與圖 所示對應(yīng)。圖中A1為輸入放大電路，可以同相輸入，也可以反相輸入，分別構(gòu)成同相比例運(yùn)算

電路或反相比例運(yùn)算電路，從而設(shè)定整個(gè)電路的增益，增益數(shù)值為

1～100。A1的輸出信號經(jīng)調(diào)制電路與振蕩器的輸出電壓波形混合，然后通過變壓器耦合到輸出側(cè)，再經(jīng)解調(diào)電路還原，最后通過 A2構(gòu)成的電壓跟隨器輸出，以增強(qiáng)帶負(fù)載能力。振蕩器的輸出通過變壓器耦合到輸入側(cè)，經(jīng)電源電路變換為直流電，為 A1和調(diào)制電路供電；振蕩器的輸常用放大電路16AD210_1A2OUTFB解調(diào)17_+電路2IN調(diào)制OUTCOMA119電路+3IN+VOSS18輸出側(cè)INCOM電源4-VOSS14+VISS輸入側(cè)29PWR15電源振蕩-VISS電路30PWRCOM圖變壓器耦合隔離放大器出通過變壓器耦合輸出側(cè)，經(jīng)電源電路變換為直流電，為 A2和解調(diào)電路供電；而振蕩器由外部供電。表 AD210變壓器耦合隔離放大器的引腳及其功能引腳號功能引腳號功能16輸入放大電路的輸出端1電路輸出端用于接入反饋17反相輸入端2輸出側(cè)公共端19同相輸入端3輸出側(cè)正電源18輸入側(cè)公共端4輸出側(cè)負(fù)電源14輸入側(cè)正電源29外接的電源電壓15輸入側(cè)負(fù)電源30外接電源的公共端由此可見，輸入側(cè)、輸出側(cè)和持蕩器的供電電源相互隔離，并各自有公共端。這類隔離放大器稱為三端口隔離電路，其額定隔離電壓高達(dá) 2500V。此外，還有二端口電路，這類電路的輸出側(cè)電源和振蕩器電源之間有直流通路，而它們與輸入側(cè)電源相互隔離。在變壓器隔離放大器中，變壓器的制作，應(yīng)采用盡量降低匝電容、使繞組嚴(yán)格對稱、在初、次級間加屏蔽等工藝手段來減小外界磁場的影響，增強(qiáng)隔離效果。二、光電耦合式圖

所示為型號是

ISO100

的光耦合放大器，由兩個(gè)運(yùn)放

A1和A2、兩個(gè)恒流源IREF1和

I

REF2

以及一個(gè)光電耦合器組成。 光電耦合器由一個(gè)發(fā)光二極管

LED

和兩個(gè)光電二極管

D1和

D2組成，起隔離作用，使輸入側(cè)和輸出側(cè)沒有電通路。

兩側(cè)電路的電源與地也相獨(dú)立。ISL100的基本接法如圖所示R和Rf為外接電阻，調(diào)整它們可以改變增益。若D1和D2所受光照相同，則可以證明312 模擬電子技術(shù)教程uORfuIRIBEF1BAL(平衡)IBEF2BAL(平衡)161314785615_ISO100_INA13IN17A2++OUTD1D2R151678Rf+ISO1003LEDu117+-189uO121018942--VCC1+VCC1INCOMOUTCOM-VCC2+VCC2A1的電源A2的電源圖8.1.8ISO100光電耦合放大器圖8.1.9ISO100的基本接法 放大電路中的干擾和噪聲及其抑制措施在微弱信號放大時(shí)，干擾和噪聲的影響不容忽視。因此，常用抗干擾能力和信號噪聲比作為性能指標(biāo)來衡量放大電路這方面的能力。一、干擾的來源及抑制措施較強(qiáng)的干擾常常來源于高壓電網(wǎng)、電焊機(jī)、無線電發(fā)射裝置（如電臺、電視臺等）以及雷電等，它們所產(chǎn)生的電磁波或尖峰脈沖通過電源線、磁耦合或傳輸線間的電容進(jìn)入放大電路。因此，為了減小干擾對電路的影響，在可能的情況應(yīng)遠(yuǎn)離干擾源，必要時(shí)加金屬屏蔽罩；并且在電源接入電路之處加濾波環(huán)節(jié)，通常將一個(gè)10~30的鉭電容和一個(gè)μF0.01~0.1μF獨(dú)石電容并連接在電源接入處；同時(shí)，在已知干擾的頻率范圍的情況下，還可在電路中加一個(gè)合適的有源濾波電路。二、噪聲的來源及抑制措施過

在電子電路中，因電子無序的熱運(yùn)動而產(chǎn)生的噪聲，稱為熱噪聲；因單位時(shí)間內(nèi)通PN結(jié)的載流子數(shù)目的隨機(jī)變化而產(chǎn)生的噪聲， 稱為散彈噪聲；上述兩種噪聲的功率頻譜均為均勻的。此外，還有一種頻譜集中的低頻段且與頻率成反比的噪聲，稱為閃爍噪聲或

1/f

噪聲。晶體三極管和場效應(yīng)管中存在上述三種噪聲，

而電阻中僅存在熱噪聲和

1/f噪聲。若設(shè)放大器的輸入和輸出信號的功率分別為

Psi和

Pso，輸入和輸出的噪聲功率為

Pni常用放大電路和Pno，則噪聲系數(shù)定義為NFPsi/Pni或NF(dB)100lgNF(8.1.6)Pso/Pno因?yàn)镻U2/R，故可以將式（8.1.6）改寫為NF(dB)100lgUsi/Uni(8.1.7)Uso/Uno在放大電路中，為了減小電阻產(chǎn)生的噪聲，可選用金屬膜電阻，且避免使用大阻值電阻；為了減小放大電路的噪聲，可選用低噪集成運(yùn)放；當(dāng)已知信號頻率范圍時(shí)，可加有源濾波電路；此外，在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，可提高放大電路輸出量的取樣頻率，剔除異常數(shù)據(jù)取平均值的方法，減小噪聲影響。8.2 信號轉(zhuǎn)換電路 電壓-電流轉(zhuǎn)換電路在控制系統(tǒng)中 ,為了驅(qū)動執(zhí)行機(jī)構(gòu)， 如記錄儀、繼電器等，常需要將電壓轉(zhuǎn)換成電流；而在監(jiān)測系統(tǒng)中，為了數(shù)字化顯示，又常將電流轉(zhuǎn)換成電壓，再接數(shù)字電壓表。在放大電路中引入合適的反饋，就可實(shí)現(xiàn)上述轉(zhuǎn)換。一、電壓-電流轉(zhuǎn)換電路圖 所示為實(shí)現(xiàn)電壓 -電流轉(zhuǎn)換的基本原理電路。由于電路引入了負(fù)反饋，uNuP0,負(fù)載電流iLiIuI（8.2.1）RiL與uI成線性關(guān)系。由于圖8.2.1所示電路中的負(fù)載沒有接地點(diǎn)，因而不適用于某些應(yīng)用場合。圖8.2.2所示為實(shí)用的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路。由于電路引入了負(fù)反饋，A1構(gòu)成同相求和運(yùn)算電路，A2構(gòu)成電壓跟隨器。圖中R1R2R3R4R，因此uO2uP2uP1R4uIR3uP20.5uI0.5uP2（8.2.2）R3R4R3R4uO11R2uP12uP1R1314 模擬電子技術(shù)教程將式（8.2.2）代入上式，uO1uP2uI，Ro上的電壓uRouO1uP2uI所以iOuI（8.2.3）RoR2iLR1N1_RoiOA1iIRLR3P1uO1I+_uIRuAR4RLuO+_N2R'A2uO2+P2圖8.2.1電壓-電流轉(zhuǎn)換的基本原理電路圖8.2.2實(shí)用的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路二、電流-電壓轉(zhuǎn)換電路iF圖8.2.3所示為電流-電壓轉(zhuǎn)換電路。在理想運(yùn)放Rf條件下，輸入電阻Ri0，因而iFiS，故輸出電壓_AiSuOiSRf（8.2.4）uO+應(yīng)當(dāng)指出，因?yàn)閷?shí)際電路的Ri不可能為零，所以RsRLRs比Ri大得愈多，轉(zhuǎn)換精度愈高。RRi8.2.2精密整流電路圖8.2.3電流-電壓轉(zhuǎn)換電路將交流電轉(zhuǎn)換為直流電， 稱為整流。精密整

uI流電路的功能是將微弱的交流電壓轉(zhuǎn)換成直流電壓。整流電路的輸出保留輸入電壓的形狀， 而僅僅改變輸入電壓的相位。 當(dāng)輸入電壓為正弦波時(shí)，半波整流電路的輸出電壓波形如圖8.2.4中uO1所示，全波整流電路的輸出電壓波形如圖中uO2所示。

OuO1（或-uO1）OuO2（或-uO2）

tt在圖所示的一般半波整流電路中，由于二極管的伏安特性如圖 (b)所示，當(dāng)輸入電

O t壓uI幅值小于二極管的開啟電壓 Uon時(shí)，二極管 圖 整流電路的波形常用放大電路在信號的整個(gè)周期均處于截止?fàn)顟B(tài)，輸出電壓始終為零。即使

uI幅值足夠大，輸出電壓也只反映uI大于Uon的那部分電壓的大小。因此，該電路不能對微弱信號整流。iD++uIORuOOUonu- -t(a) (b)圖一般半波整流電路a）半波整流電路（b）二極管的伏安特性圖8.2.6(a)所示為半波精密整流電路。當(dāng)uI0時(shí)，必然使集成運(yùn)放的輸出uO0，從而導(dǎo)致二極管D2導(dǎo)通，D1截止，電路實(shí)現(xiàn)反相比例運(yùn)算，輸出電壓uORfuI（8.2.5）R當(dāng)uI0時(shí)，必然使集成運(yùn)放的輸出uO0，從而導(dǎo)致二極管D1導(dǎo)通，D2截止，Rf中電流為零，因此輸出電壓uO0。uI和uO的波形如圖(b)所示。Rf uID1OtuIR_AuOu'OD2uO+R'Ot(a) (b)圖半波精密整流電路及其波形a）電路（b）波形分析如果設(shè)二極管的導(dǎo)通電壓為0.7V，集成運(yùn)放的開環(huán)差模放大倍數(shù)為50萬倍，那么為使二極管D1導(dǎo)通，集成運(yùn)放的凈輸入電壓uPuN50.75V0.1410-5V1.4V10同理可估算出為使D2導(dǎo)通集成運(yùn)放所需的凈輸入電壓，也是同數(shù)量級。可見，只要輸入電壓uI使集成運(yùn)放的凈輸入電壓產(chǎn)生非常微小的變化，就可以改變D1和D2工作狀316模擬電子技術(shù)教程態(tài)，從而達(dá)到精密整流的目的。圖8.2.6(b)所示波形說明當(dāng)uI0時(shí)uOKuI(K0)，當(dāng)uI0時(shí)uO0?？梢韵胂?，若利用反相求和電路將KuI與uI負(fù)半周波形相加，就可實(shí)現(xiàn)全波整流，電路如圖所示。分析由A2所組成的反相求和運(yùn)算電路可知，輸出電壓uO uO1uI當(dāng)uI 0時(shí)，uO1 2uI，uO 2uI uI uI；當(dāng)uI 0時(shí)，uO1 0，uO uI；所以uO |uI| （）故圖所示電路也稱為絕對值電路。當(dāng)輸入電壓為正弦波和三角波時(shí)，電路輸出波形分別如圖(b)和(c)所示。2RD1RuI_D2RRA1_uO1+A2uOR1+RR2uI(a)uIOtOtuO uOO t O t(b) (c)圖全波精密整流電路及其波形a）電路（b）輸入正弦波時(shí)的輸出波形（c）輸入三角波時(shí)的輸出波形例】分析圖所示電路輸出電壓與輸入電壓間的關(guān)系，并說電路功能。解：當(dāng)uO10DuP1uN2uIiR1iR20uOuI，二極管截止，故，使，因而。0時(shí)，當(dāng)uI0時(shí)，uO20，D導(dǎo)通，uP1uN2uP20為虛地，故uOR2uIuI。因R1此uO |uI|電路的功能是實(shí)現(xiàn)精密全波整流，或者說構(gòu)成 |絕對值電路。常用放大電路通過精密整流電路的分析可知，當(dāng)分析含有二極管(或三極管、場效應(yīng)管 )的電路時(shí)，一般應(yīng)首先判斷管子的工作狀態(tài)，然后求解輸出與輸入間的函數(shù)關(guān)系。而管子的工作狀態(tài)通常決定于輸入電壓(如整流電路 )或輸出電壓 (如壓控振蕩電路)的極性。 電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路

R2N1_uIR1A1uOP1+R3DN2 _A2 uO2P2 +R4電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路 (VFC)的功能是將輸入直流電壓轉(zhuǎn)換成頻率與其數(shù)值成正比的輸出電壓，故也稱為電壓控制振蕩電路 (VCO)，簡稱壓

圖 例電路圖控振蕩電路。通常，它能夠輸出矩形波。可以想象，如果任何一個(gè)物理量通過傳感器轉(zhuǎn)換成電信號后，經(jīng)預(yù)處理變換為合適的電壓信號，然后去控制壓控振蕩電路，再用壓控振蕩電路的輸出驅(qū)動計(jì)數(shù)器，使之在一定時(shí)間間隔內(nèi)記錄矩形波個(gè)數(shù)，并用數(shù)碼顯示，那么都可以得到該物理量的數(shù)字式測量儀表，如圖 所示。因此，可以認(rèn)為電壓 -頻率轉(zhuǎn)換電路是一種模擬量到數(shù)字量的轉(zhuǎn)換電路，即模 -數(shù)轉(zhuǎn)換電路。電壓 -頻率轉(zhuǎn)換電路廣泛應(yīng)用于模擬 -數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換、調(diào)頻、遙控遙測等各種設(shè)備之中。其電路形式很多，這里僅對基本電路加以介紹。直流預(yù)處理電壓壓控振計(jì)數(shù)傳感器蕩器顯示電路圖 數(shù)字式測量儀器一、由集成運(yùn)放構(gòu)成的電壓 -頻率轉(zhuǎn)換電路電荷平衡式電路圖所示為電荷平衡式電壓 -頻率轉(zhuǎn)換電路的原理框圖， 它由積分器和滯回比較器組成，S為電子開關(guān)，受輸出電壓 uO的控制。設(shè)uI 0，|I| |iI|；uO的高電平為UOH，uO的低電平為UOL；當(dāng)uO UOH時(shí)S閉合，當(dāng)uO UOL時(shí)S斷開。若初態(tài)uO UOL，S斷開，積分器對輸入電流 iI積分，且iI uI/R，uO1隨時(shí)間逐漸上升； 當(dāng)增大到一定數(shù)值時(shí)， uO從UOL躍變?yōu)閁OH，使S閉合，積分器對恒流源電流I與iI的差值積分，且I與iI的差值近似為I，uO1隨時(shí)間下降；因?yàn)閨I||iI|，所以uO1下降速度遠(yuǎn)大于其上升速度；當(dāng)uO1減小到一定數(shù)值時(shí)，uO從UOH躍變?yōu)閁OL，回到初態(tài)，電路重復(fù)上述過程，產(chǎn)生自激振蕩，波形如圖(b)所示。由于TlT2，可以認(rèn)318模擬電子技術(shù)教程UT2iI_uO1uIRA滯回比(uI<0)uO1較器uOUT1+IRUOHuOSUOLT1TT2(a)(b)圖8.2.10電荷平衡式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路的原理框圖及波形分析（a）原理圖（b）波形分析為振蕩周期TTl。而且，uI數(shù)值愈大，Tl愈小，振蕩頻率f愈高，因此實(shí)現(xiàn)了電壓-頻率轉(zhuǎn)換，或者說實(shí)現(xiàn)了壓控振蕩。以上分析說明，電流源I對電容C在很短時(shí)間內(nèi)放電(或稱反向充電)的電荷量等于iI在較長時(shí)間內(nèi)充電(或稱正向充電)的電荷量，故稱這類電路為電荷平衡式電路。CDR5IR1_R4_R2A2uIN1uOA1+(uI<0)uO1P2DZ±UZ+R3圖電荷平衡式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路圖所示為一種電荷平衡式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路，虛線左邊為積分器，右邊為滯回比較器，二極管D的狀態(tài)決定于輸出電壓，電阻R5起限流作用，通常R5R1。滯回比較器的電壓傳輸特性如圖8.2.12所示，輸出電壓uO的高、低電平分別為UZ和UZ，閾值電壓UTR2UZ。設(shè)初態(tài)uOUZ，由于uN10，D截止，Al的輸出電壓和A2R3同相輸入端的電位分別為uO11uIt1t0uO1t0R1CR3uO1R2UZuP2R2R3R2R3常用放大電路隨時(shí)間增長uO1線性增大，A2同相輸入端的電位uP2也隨之上升。當(dāng)uO1過UT時(shí)，輸出電壓uO從UZ躍變?yōu)閁Z，導(dǎo)致D導(dǎo)通。積分器實(shí)現(xiàn)求和積分，若忽略二極管導(dǎo)通電阻，則uO11uIt2t11UZt2t1uO1t1R1CR5C由于R5R1，uO1的下降速度幾乎僅僅決定于R5C，而且迅速下降至UT，使得uO從UZ躍變?yōu)閁Z，電路回到初態(tài)。上述過程循環(huán)往復(fù)，因而產(chǎn)生自激振蕩，波形如圖8.2.10(b)所示，振蕩周期TTl。由于積分起始值為UT，終了值為UT，時(shí)間常數(shù)為R1C，UTR2UZ，故可求出電路的振蕩周期T和頻uOR3+UZ率f：T2R1R2CUZ（8.2.7）-UToUTuO1R3uI-UZfR3uI（8.2.8）2R1R2CUZ圖8.2.12圖8.2.11可見，振蕩頻率正比于輸入電壓的數(shù)值。所示電路中滯回比較器的電壓傳輸特性2.復(fù)位式電路復(fù)位式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路的原理框圖如圖 所示，電路由積分器和單限比較器組成，S為模擬電子開關(guān)，可由三極管或場效應(yīng)管組成。設(shè)輸出電壓uO為高電平UOH時(shí)S斷開，uO為低電平UOL時(shí)S閉合。當(dāng)電源接通后，由于電容C上電壓為零，即uO10，使uOUOH，S斷開，積分器對uI積分，uO1逐漸減小；一旦uO1過基準(zhǔn)電壓UREF，uO將從UOH躍變?yōu)閁OL，導(dǎo)致S閉合，使C迅速放電至零，即uO10，從而uO從UOL躍變?yōu)閁OH；S又?jǐn)嚅_，重復(fù)上述過程，電路產(chǎn)生自激振蕩，波形如圖(b)所示。uI愈大，uO1從零變化到UREF所需時(shí)間愈短，振蕩頻率也就愈高。圖8.2.14所示為復(fù)位式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路，讀者可比照圖8.2.13所示原理框圖分析該電路，其振蕩周期T和頻率f為TR1CUREF（8.2.9）uIfuI（8.2.10）R1CUREF320 模擬電子技術(shù)教程uO1OtSCUREFiI_uOuIRA(uI>0)電壓比O+uO1t較器uOUREF(UREF<0)T1TT2(a)(b)圖 復(fù)位式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路的原理框圖及波形分析（a）原理圖 （b）波形分析R5TC_R3uIR1A1+(uI>0)R9uO1+R4A2uOUREF_R2DZ±UZVCCR6 R7 R8圖 復(fù)位式電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路二、集成電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路集成電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路分為電荷平衡式(如AD650、VFC101)和多諧振蕩器式(如AD654)兩類，它們的性能比較見表。表 集成電壓-頻率轉(zhuǎn)換電路的主要性能指標(biāo)指標(biāo)參數(shù)單位AD650AD654滿刻度頻率MHz10.5非線性%0.0050.06電壓輸入范圍V-10～00～（VS-4）（單電源供電）-VS～（VS-4）（雙電源供電）輸入阻抗k?250250×103電源電壓范圍V±9～±18單電源供電：4.5～3.6雙電源供電：±5～±18電源電流最大值mA83常用放大電路表中參數(shù)表明，電荷平衡式電路的滿刻度輸出頻率高，線性誤差小，但其輸入阻抗低，必須正、負(fù)雙電源供電，且功耗大。多諧振蕩器式電路功耗低，輸入阻抗高，而且內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)簡單，輸出為方波，價(jià)格便宜，但不如前者精度高。很多集成電壓 -頻率轉(zhuǎn)換電路均可方便地實(shí)現(xiàn)頻率 -電壓轉(zhuǎn)換，如型號為 AD650 和AD654的集成電路，這里不再詳細(xì)介紹。8.3 功率放大電路 變壓器耦合功率放大電路傳統(tǒng)的功率放大電路為變壓器耦合式電路。如圖8.3.1所示。由于采用了兩只晶體管，在信號的正、負(fù)半周交替導(dǎo)通工作，因此也叫變壓器耦合乙類推挽功率放大電路。在圖8.3.1所示電路中，設(shè)晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計(jì)，T1和T2管的特性完全相同，輸入電壓為正弦波。當(dāng)輸入電壓為+T1零時(shí)，由于T1和T2的發(fā)射結(jié)電壓為零，均處+N2N3于截止?fàn)顟B(tài)，因而電源提供的功率為零，負(fù)載uIN1-VCCN4RL-上電壓也為零，兩只管子的管壓降均為VCC。-N2N3當(dāng)輸入信號使變壓器副邊電壓極性為上“+”+T2下“-”時(shí)，T1管導(dǎo)通，T2管截止，電流如圖8.3.1變壓器耦合乙類推挽功率放大電路圖中實(shí)線所示；當(dāng)輸入信號使變壓器副邊電壓極性為上“-”下“+”時(shí)，T2管導(dǎo)通，T1管截止，電流如圖中虛線所示。同類型管子(T1和T2)在電路中交替導(dǎo)通的方式稱為“推挽”工作方式。 無輸出變壓器的功率放大電路變壓器耦合功率放大電路的優(yōu)點(diǎn)是可以實(shí)現(xiàn)阻抗變換，缺點(diǎn)是體積龐大、笨重、消耗有色金屬，且效率較低，低頻和高頻特性均較差。無輸出變壓器的功率放大電路 (簡稱為 OTL電路)用一個(gè)大容量電容取代了變壓器，

如圖

所示。雖然圖中

T1為

NPN

型管，

T2為

PNP

型管，但是它們的特性對稱。靜態(tài)時(shí)，前級電路應(yīng)使基極電位為

VCC/2，由于T1和T2特性對稱，發(fā)射結(jié)電位也為

VCC/2，故電容上的電壓為 VCC/2，極性如圖 所標(biāo)注。設(shè)電322模擬電子技術(shù)教程容容量足夠大，對交流信號可視為短路；晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計(jì)；輸入電壓為正弦波。當(dāng)ui0時(shí)，T1管導(dǎo)通，T2管截止，電流如圖8.3.2中實(shí)線所示，由T1和RL組成的電路為射極輸出形式，uOui；當(dāng)ui0時(shí)，T2管導(dǎo)通，T1管截止，電流如圖8.3.2中虛線所示，由T2和RL組成的電路也為射極輸出形式，uOui；故電路輸出電壓跟隨輸入電壓。由于一般情況下功率放大電路的負(fù)載電流很大，電容容量常選為幾千微法，且為電解電容。電容容量愈大，電路低頻特性將愈好。但是，當(dāng)電容容量增大到一定程度時(shí)，由于兩個(gè)極板面積很大，且卷制而成，電解電容不再是純電容，而存在漏阻和電感效應(yīng)，使得低頻特性不會明顯改善。 無輸出電容的功率放大電路在集成運(yùn)算放大電路一章中所介紹的互補(bǔ)輸出級摒棄了輸出電容，如圖8.3.3所示，稱為無輸出電容的功率放大電路，簡稱OCL電路。在OCL電路中，T1和T2特性對稱，采用了雙電源供電。靜態(tài)時(shí)，T1和T2均截止，輸出電壓為零。設(shè)晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計(jì)；輸入電壓為正弦波。當(dāng)ui0時(shí)，T1管導(dǎo)通，T2管截止，正電源供電，電流如圖8.3.3中實(shí)線所示，電路為射極輸出形式，uOui；當(dāng)ui0時(shí)，T2管導(dǎo)通，T1管截止，負(fù)電源供電，電流如圖8.3.3中虛線所示，電路也為射極輸出形式，uOui；可見電路實(shí)現(xiàn)了“T1和T2交替工作，正、負(fù)電源交替供電，輸出與輸入之間雙向跟隨”。不同類型的兩只晶體管(T1和T2)交替工作、且均組成射極輸出形式的電路稱為“互補(bǔ)”電路，兩只管子的這種交替工作方式稱為“互補(bǔ)”工作方式。 橋式推挽功率放大電路在OCL電路中采用了雙電源供電，雖然就功放而言沒有了變壓器和大電容，但是在制作負(fù)電源時(shí)仍需用變壓器或帶鐵芯的電感、大電容等，所以就整個(gè)電路系統(tǒng)而言未必是最佳方案。為了實(shí)現(xiàn)單電源供電，且不用變壓器和大電容，可采用橋式推挽功率放大電路，簡稱BTL電路，如圖所示。圖中四只管子特性對稱，靜態(tài)時(shí)均處于截止?fàn)顟B(tài)，負(fù)載上電壓為零。設(shè)晶體管 b-e間的開啟電壓可忽略不計(jì)；輸入電壓為正弦波，假設(shè)正方向如圖中所標(biāo)注。當(dāng) ui 0時(shí)，常用放大電路T1和T4管導(dǎo)通，T2和T3管截止，電流如圖8.3.4中實(shí)線所示，負(fù)載上獲得正半周電壓；當(dāng)ui0+VCC時(shí)，T2和T3管導(dǎo)通，T1和T4管截止，電流如圖T1T28.3.4中虛線所示，負(fù)載上獲得負(fù)半周電壓，因+uO-而負(fù)載上獲得交流功率。BTL電路所用管子數(shù)+-RL量最多，難于做到四只管子特性理想對稱：且管T3T4子的總損耗大，必然使得轉(zhuǎn)換效率降低；電路的輸入和輸出均無接地點(diǎn)，因此有些場合不適用。圖8.3.4BTL電路綜上所述，OTL、OCL和BTL電路中晶體管均工作在乙類狀態(tài)，它們各有優(yōu)缺點(diǎn)，且均有集成電路，使用時(shí)應(yīng)根據(jù)需要合理選擇。 輸出電壓與輸出電流的擴(kuò)展電路集成運(yùn)放選定后 ,其參數(shù)便確定,可以通過附加外部電路來提高它某方面的性能。一、提高輸出電壓為使輸出電壓幅值提高，勢必要將運(yùn)放的電源電壓提高，然而集成運(yùn)放的電源電壓是不能任意改變的，因而電源電壓的提高有一定的限度。為此，常采用在運(yùn)放輸出端再接一級由較高電壓電源供電的電路，來提高輸出電壓+VCC(+30V)幅值，圖8.3.5所示就是這類電路。R1T1b1設(shè)圖中集成運(yùn)放的電源電壓為15V，uPe1R2R1R2R3R4R。當(dāng)集成運(yùn)放的輸入電壓+_AuOuNuPuN0時(shí)，其輸出電壓uO0，因而b1和b2點(diǎn)的e2R3電位分別為uB115V、uB215V，b1和b2點(diǎn)的電Tb22位差uB1uB230V。若忽略T1與T2管的b-e間電壓，R4-VCC則uE115V、uE215V，uE1uE2uB1uB2，可(-30V)8.3.5提高輸出電壓的電路見對運(yùn)放A來說，其供電電壓仍為15V。當(dāng)有輸入圖信號時(shí)，uB11VCCuOuO1uO2VCC2uB21VCCuOuO1VCCuO22uB1uB2VCC30V說明兩路供電電源的差值與無信號時(shí)相同，但是，由于VCC30V，使得輸出電壓的幅值變大了，可達(dá)二十幾伏。324

模擬電子技術(shù)教程值得注意的是，雖然運(yùn)放供電電源電壓總值 (uB1時(shí)，運(yùn)放的正電源電壓 uB1約為22.5V，負(fù)電源電壓生一些變化。

uB2)沒變，但實(shí)際上，當(dāng)uO 15VuB2約為-7.5V，這將使運(yùn)放的參數(shù)產(chǎn)二、增大輸出電流為了使負(fù)載上獲得更大的電流，可在運(yùn)放的輸出端加一級射極輸出器或互補(bǔ)輸出級，如圖所示。+VCC+VCCR1T1++D1AT_AuO_+D2RLuOT2--VCCR2-VCC(a)(b)圖增大輸出電流的措施a）加射極輸出器（b）加互補(bǔ)輸出器8.4 集成功率放大電路OTL、OCL和BTL電路均有各種不同輸出功率和不同電壓增益的多種型號的集成電路。應(yīng)當(dāng)注意，在使用 OTL電路時(shí)，需外接輸出電容。為了改善頻率特性，減小非線性失真，很多電路內(nèi)部還引入深度負(fù)反饋。本節(jié)以低頻功放為例，講述集成功放的電路組成、工作原理、主要性能指標(biāo)和典型應(yīng)用。 集成功率放大電路分析LM386是一種音頻集成功放，具有自身功耗低、電壓增益可調(diào)整、電源電壓范圍大、外接元件少和總諧波失真小等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于錄音機(jī)和收音機(jī)之中。一、LM386內(nèi)部電路LM386內(nèi)部電路原理圖如圖所示，與通用型集成運(yùn)放相類似，它是一個(gè)三級放大電路，如點(diǎn)劃線所劃分。第一級為差分放大電路， T1和T3、T2和T4分別構(gòu)成復(fù)合管，作為差分放大電路的常用放大電路R3電源7I615k增益設(shè)置1接旁路電容8T10R4R5R6R715k1501.35k15kD51輸出T1T2同相反相輸入輸入D2T3T432T6T9T5T7R1R2T850k50k4輸入級地中間級輸出級圖內(nèi)部電路原理圖放大管；T5和T6組成鏡像電流源作為 T1和T2的有源負(fù)載；信號從T3和T4管的基極輸入，從T2管的集電極輸出，為雙端輸入單端輸出差分電路。根據(jù)第三章關(guān)于鏡像電流源作為差分放大電路有源負(fù)載的分析可知，它可使單端輸出電路的增益近似等于雙端輸出電路的增益。第二級為共射放大電路， T7為放大管，恒流源作有源負(fù)載，以增大放大倍數(shù)。第三級中的

T8和T9管復(fù)合成

PNP型管，與

NPN

型管

T10構(gòu)成準(zhǔn)互補(bǔ)輸出級。 二極管D1和

D2為輸出級提供合適的偏置電壓，可以消除交越失真。利用瞬時(shí)極性法可以判斷出，引腳

2為反相輸入端，引腳

3為同相輸入端。電路由單電源供電，故為

OTL

電路。輸出端

(引腳

5)應(yīng)外接輸出電容后再接負(fù)載。電阻

R7從輸出端連接到

T2的發(fā)射極，形成反饋通路，并與

R5和R6構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò)，從而引入了深度電壓串聯(lián)負(fù)反饋，使整個(gè)電路具有穩(wěn)定的電壓增益。二、LM386的電壓放大倍數(shù)當(dāng)引腳1和8之間開路時(shí)，由于在交流通路中 T1管發(fā)射極近似為地， R5和R6上的動態(tài)電壓為反饋電壓，近似等于同相輸入端的輸入電壓。即為二分之一差模輸入電壓，于是可寫出表達(dá)式為UiUf UR5UR62反饋系數(shù)FUfR5R6UiUoR5R6R72Uo所以電路的電壓放大倍數(shù)AuUo21R7（8.4.1）UiR5R6326 模擬電子技術(shù)教程因?yàn)镽7 (R5 R6),所以2R7Au （）R5 R6將R5、R6和R7的數(shù)據(jù)代入，可得Au20。設(shè)引腳1和8之間外接電阻為R，則Au2R7（8.4.3）R6//RR5當(dāng)引腳1和8之間對交流信號相當(dāng)于短路時(shí)，2R7（8.4.4）AuR5將R5和R7的數(shù)據(jù)代入，Au200。所以，當(dāng)引腳1和8之間外接不同阻值的電阻時(shí)，Au的調(diào)節(jié)范圍為20~200，因而增益20lg|Au|約為26~46dB。實(shí)際上，在引腳1和5(即輸出端)之間外接電阻也可改變電路的電壓放大倍數(shù)。設(shè)引腳1和5之間外接電阻為R，則2R7//R（8.4.5）AuR6R5應(yīng)當(dāng)指出，在引腳1和8(或者1和5)外接電阻時(shí)，應(yīng)只改變交流通路，所以必須在外接電阻回路中串聯(lián)一個(gè)大容量電容。增益旁路設(shè)定電容+VCC輸出三、LM386的引腳圖LM386的外形和引腳的排列如圖 所示。引腳2為反相輸入端，3為同相輸入端；引腳5為輸出端；引腳6和4分別為電源和地；引腳1和8為電壓增益設(shè)定端；使用時(shí)在引腳7和地之間接旁路電容，通常取10μF。 集成功率放大電路的主要性能指標(biāo)

8 7 6 5LM3861 2 3 4增益反相同相地設(shè)定輸入輸入圖的外形和引腳的排列集成功率放大電路的主要性能指標(biāo)除最大輸出功率外，還有電源電壓范圍、電源靜態(tài)電流、電壓增益、頻帶寬、輸入阻抗、輸入偏置電流、總諧波失真等。LM386-1和LM386-3的電源電壓為4~12V，LM386-4的電源電壓為5~18V。因此，對于同一負(fù)載，當(dāng)電源電壓不同時(shí)，最大輸出功率的數(shù)值將不同；當(dāng)然，對于同一電源電壓，當(dāng)負(fù)載不同時(shí)，最大輸出功率的數(shù)值也將不同。 已知電源的靜態(tài)電流 (可查閱手冊)常用放大電路和負(fù)載電流最大值 (通過最大輸出功率和負(fù)載可求出 )，可求出電源的功耗，從而得到轉(zhuǎn)換效率。幾種典型產(chǎn)品的性能如表8.4.1所示。表中所示電壓增益均在信號頻率為1kHz條件下測試所得。應(yīng)當(dāng)指出，表中所示均為典型數(shù)據(jù)，使用時(shí)應(yīng)進(jìn)一步查閱手冊,以便獲得更確切的數(shù)據(jù)。表幾種集成功放的主要參數(shù)型號LM386—4LM2877TDA1514ATDA1556電路類型OTLOTL（雙通道）OCLBTL（雙通道）電源電壓范圍/V5.0~186.0~24±10~±306.0~18靜態(tài)電源電流/mA455680輸入阻抗/k?501000120輸出功率/W14.54822(VCC16VRL32)(VCC23V,RL4)(VCC14.4V,RL4)電壓增益/dB26~4670（開環(huán)）89（開環(huán)）26（閉環(huán)）30（閉環(huán)）頻帶寬/kHz300（1，8開路）0.02~250.02~15增益頻帶寬積/kHz65總諧波失真/%（或0.2%0.07%-90dB0.1%dB）8.4.3集成功率放大電路的應(yīng)用一、集成OTL電路的應(yīng)用圖8.4.3所示為LM386的一種基本用法，也是外接元件最少的一種用法，C1為輸出電容。由于引腳1和8開路，集成功放的電壓增益為26dB，即電壓放大倍數(shù)為20。利用Rw可調(diào)節(jié)揚(yáng)聲器的音量。R和C2串聯(lián)構(gòu)成校正網(wǎng)絡(luò)用來進(jìn)行相位補(bǔ)償。靜態(tài)時(shí)輸出電容上電壓為VCC/2，+VCCC1LM386的最大不失真輸出電壓的峰-峰值約2_6ui5250μFLM386++為電源電壓VCC。設(shè)負(fù)載電阻為RL，最大輸RW3+4C20.05μF出功率表達(dá)式為10kuOVCC/22R10?-Pom2VCC2（8.4.6）圖8.4.3LM386外接元件最少的用法RL8RL此時(shí)的輸入電壓有效值的表達(dá)式為328模擬電子技術(shù)教程VCC22（8.4.7）UimAu當(dāng)VCC16V、RL32時(shí)，Pom1W，Uim283mV。圖8.4.4所示為LM386電壓增益最大時(shí)的用法，C3使引腳1和8在交流通路中短路，使Au200；C4為旁路電容；C5為去耦電容，濾掉電源的高頻交流成分。當(dāng)VCC16V、RL32時(shí)，與圖8.4.4所示電路相同，Pom仍約為1W；但是，輸入電壓的有效值Uim卻僅需28.3mV。0.1μF+VCC0.1μF+VCCC3C3R2C52_C52_661+10μFC1ui110k10μFC1ui85250μF5250μFRWLM386++LM386++3RW310k+4+7C210k+47C2uOC40.05μFuOC40.05μF10μF1010μFR10R--圖8.4.4LM386電壓增益最大的用法圖8.4.5LM386的一般用法圖8.4.5所示為LM386的一般用法，凡改變了LM386的電壓增益，讀者可自行分析其Au、Pom和Uim。這里不贅述。二、集成OCL電路的應(yīng)用圖8.4.6所示為TDA1521的基靜噪輸入+VCC27+μF本用法。TDA1521為2通道OCL電68020k680路，可作為立體聲擴(kuò)音機(jī)左、右兩_40.022μF個(gè)聲道的功放。其內(nèi)部引入了深度0.22μFIuO11+電壓串聯(lián)負(fù)反饋，閉環(huán)電壓增益為ui820k30dB，并具有待機(jī)、凈噪功能以及3TDA15218.220k短路和過熱保護(hù)等。0.22μF9+ui60.022μF查閱手冊可知，當(dāng)IIuO2_VCC16V、RL8時(shí)，若要求880.5%，則P12W?？傊C波失真為68020k8.2om5由于最大輸出功率的表達(dá)式為-VCC+μFUom2680PomRL圖8.4.6TDA1521的基本畫法可得最大不失真輸出電壓常用放大電路Uom 9.8V，其峰值約為 13.9V，可見功放輸出電壓的最小值約為 2.1V。當(dāng)輸出功率為 Pom時(shí)，輸入電壓有效值 Uim 327mV。三、集成BTL電路的應(yīng)用0.22μFP11+Rs+TDA1556為2通道BTL電路，A12Z11_與TDA1521相同，也可作為立體聲+usui擴(kuò)音機(jī)左右兩個(gè)聲道的功放，圖-Z12_RsA28.4.7所示為其基本用法，兩個(gè)通道2-2+P2的組成完全相同。TDA1556內(nèi)部具0.22μFTDA1556有待機(jī)、凈噪功能，并有短路、電0.22μFUREF16+壓反向、過電壓、過熱和揚(yáng)聲器保Rs+A32Z13_護(hù)等。+uiusTDA1556內(nèi)部的每個(gè)放大電路-Z14_的電壓放大倍數(shù)均為10，當(dāng)輸入電RsA4-217+壓為uI時(shí)，A1的凈輸入電壓0.22μFuI1uP1uP2Ui，uO1Au1uI；A2圖8.4.7TDA1566的凈輸入電壓uI2uP2uP1uI，的基本用法uO2Au2uI；因此，電壓放大倍數(shù)AuUoUo1Uo2Au1UiAu2Ui2Au120UiUiUi

6uO1 +RL u4 O-uO210uO3 +4RL uO-uO4電壓增益20lg|Au|26dB。為了使最大不失真輸出電壓的峰值接近電源電壓VCC，靜態(tài)時(shí)，應(yīng)設(shè)置放大電路的同相輸入端和反相輸入端電位均為VCC/2，輸出端電位也為VCC/2，因此內(nèi)部提供的基準(zhǔn)電壓UREF為VCC/2。當(dāng)ui由零逐漸增大時(shí)，uO1從VCC/2逐漸增大，uO2從VCC/2逐漸減小；當(dāng)ui增大到峰值時(shí)，uO1達(dá)到最大值，uO2達(dá)到最小值，負(fù)載上電壓可接近VCC。同理，當(dāng)ui由零逐漸減小時(shí)，uO1和uO2的變化與上述過程相反；當(dāng)ui減小到負(fù)峰值時(shí)，uO1達(dá)到最小值，uO2達(dá)到最大值，負(fù)載上電壓可接近VCC。因此，最大不失真輸出電壓的峰值可接近電源電壓VCC。查閱手冊可知，當(dāng)VCC14.4V、RL4時(shí)，若總諧波失真為0.1%，則Pom22W。最大不失真輸出電壓Uom9.8V，其峰值約為13.3V，因而內(nèi)部放大電路輸出電壓的最小值約為 1.1V。為了減小非線性失真，應(yīng)增大內(nèi)部放大電路輸出電壓的最小值，當(dāng)然勢必減小電路的最大輸出功率。330 模擬電子技術(shù)教程8.5 鎖相環(huán)及其在信號轉(zhuǎn)換電路中的應(yīng)用鎖相環(huán)路誕生于 20世紀(jì)30年代，40年代普遍應(yīng)用于電視機(jī)的同步電路之中；到 50年代，由于開始用于空間技術(shù)，大大促進(jìn)了人們對鎖相環(huán)路及其理論的研究，推動了鎖相技術(shù)的發(fā)展。自 60年代以來，鎖相技術(shù)在通信、航天、測量、電視、原子能、電機(jī)控制等領(lǐng)域，能夠高性能地完成信號的提取、信號的跟蹤與同步、模擬和數(shù)字通信中的調(diào)制和解調(diào)、頻率的合成、噪聲過濾等功能，已經(jīng)成為電子設(shè)備中常用的基本部件之一。為了便于調(diào)整、降低成本和提高可靠性，目前已有多種不同性能的集成鎖相環(huán)電路。按電路形式可分為模擬和數(shù)字兩種電路，本節(jié)對模擬鎖相環(huán)及其典型應(yīng)用加以簡單介紹。 鎖相環(huán)的組成和工作原理一、鎖相環(huán)的基本組成鎖相環(huán)(簡稱PLL)是一種反饋控制系統(tǒng)。也是閉環(huán)跟蹤系統(tǒng)，其輸出信號的頻率跟蹤輸入信號的頻率。當(dāng)輸出信號頻率與輸入信號頻率相等時(shí)，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，故稱為鎖相環(huán)路，簡稱鎖相環(huán)。鎖相環(huán)的原理框圖如圖所示，它由鑒幅器(簡稱PD)、環(huán)路濾波器(簡稱LF)和壓控振蕩器三部分組成。uI(t)+uD(t)uC(t)uO(t)PDLPVCO-圖 鎖相環(huán)的原理框圖鑒相器也稱為相位比較器， 它能將輸入信號與輸出信號 (也就是反饋信號 )的相位差檢測出來，并將其轉(zhuǎn)換成為電壓信號 uD(t)，稱為誤差電壓；因而鑒相器是一個(gè)相位差－電壓轉(zhuǎn)換電路。環(huán)路濾波器一般為低通濾波器，用于濾除鑒相器輸出電壓 uD(t)中的高頻分量和干擾信號，從而獲得壓控振蕩器的輸入控制電壓 uC(t)。壓控振蕩器是電壓－頻率轉(zhuǎn)換電路，其振蕩頻率決定于 uC(t)，也就決定于 uD(t)。設(shè)振蕩角頻率為 (t)瞬時(shí)相位為，則ｄt(8.5.1)tｄtttｄt0(8.5.2)設(shè)輸出信號uO(t)的角頻率為o，輸入信號uI(t)的角頻率為i，則uO(t)和uI(t)的角頻率差為t

o i常用放大電路根據(jù)式瞬時(shí)相位差為D t tdt 0若 o i ，則Dt0(8.5.3)式表明，當(dāng)輸出信號和輸入信號頻率相等時(shí)，它們的瞬時(shí)相位差為一常量；而且，若瞬時(shí)相位差為一常量，則輸入信號和輸出信號頻率相等。因此，鎖相環(huán)能夠在一定范圍內(nèi)，使輸出信號和輸入信號保持固定的相位差(并由此而得名)，從而達(dá)到輸出信號頻率跟蹤輸入信號頻率的目的。二、鎖相環(huán)各部分的特點(diǎn)利用模擬乘法器作為鑒相器，可以將輸入信號uI(t)和壓控振蕩器的輸出信號uO(t)之間的相位差轉(zhuǎn)換成誤差電壓uD(t)，并使它們成比例uI(t)關(guān)系。電路如圖 所示。設(shè)輸入電壓為uIt Uimsin it i t

uD(t)uO(t)圖 利用模擬乘法器實(shí)現(xiàn)鑒相器輸出電壓為uOt Uomcos Ot O t 為壓控振蕩器在輸入控制電壓為零或直流電壓時(shí)的振蕩角頻率，稱為固有振蕩角頻率。則模擬乘法器的輸出電壓為uDt KduItuOtKdUimUomsin it i t cos Ot Ｏ t1KdUimUomsin it i t Ot Ｏ t21KdUimUomsin it i t Ot Ｏ t2經(jīng)低通濾波器濾去上式的第一項(xiàng)，即則uI(t)和uO(t)的和頻部分；可得有用的誤差電壓uD(t)，即uI(t)和uO(t)的差頻部分，也就是壓控振蕩器的輸入控制電壓uC(t)，為uCtuDtUdmsini0titot(8.5.6)整理可得uCtuDtUdmsindt(8.5.7)式中332模擬電子技術(shù)教程Udm1KdUimUom2d為環(huán)路的瞬時(shí)相位差。式(8.5.7)表明uD(t)具有正弦特性，如圖8.5.3所示。壓控振蕩器的壓控特性為utoKouCt(8.5.8)Ko為壓控增益，或稱為壓控靈敏度。當(dāng)uC(t)不為純直流量時(shí)，uC(t)起調(diào)頻作用，壓控振蕩器的振蕩頻率u以o為中心頻率而產(chǎn)生變化，u(t)與uC(t)應(yīng)在較大范圍內(nèi)成線性關(guān)系，如圖8.5.4所示。由式(8.5.6)、(8.5.7)可知diotitototitot對兩邊求微分，可得出幾個(gè)頻差的關(guān)系式，微分后得dddotditdOtdtdtdtdt當(dāng)輸入電壓為確定頻率時(shí)，右式第二項(xiàng)為0，得出dou即odu(8.5.9)uDut2O2dt0uC(t)圖8.5.3uD(t)的正弦特性圖8.5.4ut與uC(t)的關(guān)系曲線式中odu，稱為固有頻差；d稱為瞬時(shí)頻差；uuo，稱為控制頻差。式表明，閉環(huán)時(shí)任何時(shí)刻的瞬時(shí)頻差與控制頻差的代數(shù)和等于固有頻差。若固有頻差為一常量，則控制頻差愈大，瞬時(shí)頻差將愈??；當(dāng)控制頻差等于固有頻差時(shí)，瞬時(shí)頻差為零，鎖相環(huán)進(jìn)入鎖定狀態(tài)?？梢婃i相環(huán)的鎖定條件是dd0(8.5.10)dt此時(shí) d t不再隨時(shí)間變化，而成為常量，因此環(huán)路濾波器的輸出為直流電壓。三、鎖相環(huán)的工作原理根據(jù)上面分析，鑒相器輸出的有效誤差電壓為uDt Udmsin o t i t o t 是一個(gè)無直流分量的正弦差拍信號。常用放大電路若o大于低通濾波器的上限頻率，則正弦差拍信號因被濾掉，而不可能形成壓控振蕩器的輸入控制電壓uC(t)，從而使得壓控振蕩器維持原振蕩頻率，稱電路處于失鎖狀態(tài)。若o小于低通濾波器的上限頻率，則正弦差拍信號在通頻帶內(nèi)，并成為壓控振蕩器的輸入控制電壓uC(t)，uC(t)幅值的變化使得壓控振蕩器的頻率隨之變化，從而輸出以ω為中心頻率的調(diào)頻信號，并反饋到鑒相器；鑒相器輸出正弦波(uI(t))和調(diào)頻波(uO(t))的差拍波，其正、負(fù)半周不對稱，可分解為直流分量、基波和各次諧波；uI(t)、uO(t)和uD(t)的波形如圖8.5.5所示。低通濾波器將各次諧波濾去，而將直流分量和基波作為uC(t)作用于壓控振蕩器，直流分量使其中心頻率向i偏移，而基波分量使壓控振蕩器輸出中心頻率已向i偏移的調(diào)頻波。根據(jù)式(8.5.11)，壓控振蕩器中心頻率向i的偏移，使得uD(t)的頻率愈來愈低，波形的不對稱程度愈來愈大直流分量也就愈來愈大，使壓控振蕩器的角頻率以更快的速度趨于i。上述過程循環(huán)往返，直至oi，鑒相器的輸出由差拍波變?yōu)橹绷麟妷?，稱環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)，也稱同步狀態(tài)。由以上分析可知，環(huán)路是通過“頻率牽引”進(jìn)入鎖定狀態(tài)的，故稱此過程為“捕捉過程”。設(shè)通過頻率牽引而能夠進(jìn)入鎖定狀態(tài)所允許的最大固定頻差為omax，則鎖相環(huán)的捕捉帶P為P2omax(8.5.12)當(dāng)鎖相環(huán)進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，只要i的變化范圍在捕捉帶內(nèi)時(shí)，鎖相環(huán)通過“捕捉”，都能夠使o始終跟蹤i的變化，而保持oi。可uI(t)見，鎖相環(huán)具有如下基本特殊功能：(1)鎖定特性：在一定的頻率范圍內(nèi)，鎖相環(huán)可ot以通過“頻率牽引”捕捉輸入信號頻率，使鎖相環(huán)進(jìn)uO(t)入鎖定狀態(tài)。鎖相環(huán)對輸入的固定基準(zhǔn)頻率鎖定后，壓控振蕩器的振蕩頻率與輸入信號頻率的頻差為零，ot且具有同樣的頻率穩(wěn)定性。它們之間僅存在相位差，uD(t)而不存在頻率差。因而廣泛用于自動頻率控制、頻率合成技術(shù)等方面。 o t跟蹤特性：鎖相環(huán)一旦進(jìn)入鎖定狀態(tài)，就能圖 鑒相器進(jìn)入鎖定狀態(tài)前對輸入信號一定范圍頻率的變化具有良好的跟蹤特uC(t)、uO(t)和uD(t)的波形性。因而廣泛用于信號的跟蹤、提取、提純、調(diào)制和解調(diào)等。 鎖相環(huán)用于調(diào)制和解調(diào)電路在信息技術(shù)發(fā)展的今天，信息的傳輸方式，即通信手段越來越顯示出其重要性。在334 模擬電子技術(shù)教程通信系統(tǒng)中，通常，發(fā)信端將信息調(diào)制后發(fā)出；收信端將收到的信號解調(diào)后，便可獲得發(fā)信端的信息，如計(jì)算機(jī)的Modemo可見，調(diào)制和解調(diào)是信息傳輸中的重要環(huán)節(jié)。一、調(diào)制和解謂的概念調(diào)制是用攜帶信息的輸入信號來控制另一信號的某一參數(shù)，使之按照輸入信號的規(guī)律而變化的過程，輸入信號稱為調(diào)制信號，被控制的信號稱為載波 (或載頻)信號，能夠完成調(diào)制功能的電路稱為調(diào)制器，其輸出信號為調(diào)制波。載波信號一般為等幅振蕩信號，其振蕩頻率相對輸入信號的頻率而言為高頻信號。若調(diào)制信號控制載波信號的幅度，則稱為 幅度調(diào)制，簡稱調(diào)幅，用AM①表示。調(diào)幅電路的波形圖如圖 所示，調(diào)幅波(即輸出信號)的頻率等于載波信號的頻率，幅值隨調(diào)制信號的幅值變化。若調(diào)制信號控制載波信號的頻率，則稱為 頻率調(diào)制，簡稱調(diào)頻，用FM②表示。調(diào)頻電路的波形圖如圖 所示，調(diào)頻波(即輸出信號)以載波頻率為中心頻率，且頻率隨調(diào)制信號幅值成線性關(guān)系，但其幅度不變。uIot(a)uCo t(b)uOOt(c)圖調(diào)幅的示意圖調(diào)制信號(b)載波(c)調(diào)幅波若調(diào)制信號控制載波信號的相位，則稱為簡要介紹調(diào)幅和調(diào)頻。

uIo t(a)uCo t(b)uOo t(c)圖調(diào)頻的示意圖調(diào)制信號(b)載波(c)調(diào)頻波相位調(diào)制，簡稱調(diào)相，用PM①表示。本節(jié)常用放大電路解調(diào)是調(diào)制的逆過程，它將調(diào)制波還原為調(diào)制信號，即將調(diào)制器的輸出信號轉(zhuǎn)換為其輸入信號。能夠完成解調(diào)功能的電路稱為 解調(diào)器。在圖和圖所示波形圖中，解調(diào)器的輸入為 uO，而輸出為uI。由以上分析可知，調(diào)制器和解調(diào)器均為信號轉(zhuǎn)換電路。二、鎖相環(huán)用于調(diào)頻電路壓控振蕩器的振蕩頻率決定于輸人電壓的幅度，可以作為調(diào)頻電路。但是，一般的壓控振蕩器有振蕩頻率穩(wěn)定性不高、控制的線性度較差等缺點(diǎn)。利用鎖相環(huán)可以獲得高穩(wěn)定性的載波(頻)信號，電路如圖所示。石英晶體振蕩電路的輸出電壓作為鎖相環(huán)的輸入信號，使得鎖相環(huán)中壓控振蕩器的中心頻率的等于石英晶體振蕩電路的振蕩頻率調(diào)制信號載波uI石英晶體信號調(diào)頻信號PDLFVCO振蕩電路uOuC圖 鎖相環(huán)組成的調(diào)頻電路的，并與之具有同樣的穩(wěn)定性，且作為載波信號；調(diào)制信號作用于壓控振蕩器，因而鎖相環(huán)輸出中心頻率為 o的調(diào)頻信號。三、鎖相環(huán)用于解調(diào)電路1.調(diào)頻波的解調(diào)電路圖所示電路利用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)調(diào)頻波的解調(diào)。 圖中低通濾波器的上限頻率要足夠高，應(yīng)能反映原調(diào)制信號；鎖相環(huán)的捕捉帶要足夠?qū)?，?yīng)大于輸入調(diào)頻信號的頻率變化范圍，從而使壓控振蕩器的輸出頻率能夠跟蹤輸入調(diào)頻信號的瞬時(shí)頻率變化，產(chǎn)生與輸入具有相同調(diào)制規(guī)律的調(diào)頻波。這樣，只要壓控振蕩器的頻率控制特性是線性的，低通濾波器的輸出就是還原的調(diào)制信號。2.調(diào)幅波的同步檢波電路調(diào)頻信號解調(diào)信號就解調(diào)的基本原理而言， 利用低通濾波器，將調(diào)幅波中的載波分量濾去，即可得到還原的調(diào)制信號。但在實(shí)際的接收設(shè)備中，為了提高接收質(zhì)量，更好地提取載波信號，

PD LPuI uOVCO不失真地還原調(diào)制信號， 常需采用更復(fù)雜的

圖 利用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)調(diào)頻波的解調(diào)電路電路，利用鎖相環(huán)可以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅波的同步檢波。對調(diào)幅波同步檢波時(shí)，需要一個(gè)與輸入調(diào)幅信號中的載波分量同頻率、同相位的參考信號，即同步信號。根據(jù)鎖相環(huán)工作原理的分析可知，當(dāng)將調(diào)幅波加在鎖相環(huán)的輸入端，且鎖相環(huán)工作在鎖定狀態(tài)時(shí)，壓控振蕩336

模擬電子技術(shù)教程器的輸出信號將與輸入信號中的載波分量頻率相同，

但存在

90

的固定相移；因而，若將其移相

90

，便可得到同步檢潑的參考信號。

調(diào)幅波的同步檢波電路如圖

所示，移相電路的輸出為參考信號，利用模擬乘法器實(shí)現(xiàn)檢波，再經(jīng)低通濾波器得到還原的調(diào)制信號。調(diào)幅信號PD LP VCOuIuXuY乘法器相移90解調(diào)信號uOLPFuO圖 調(diào)幅波的同步檢波電路模擬乘法器的輸入和輸出的波形如圖 所示。若以鎖相環(huán)中壓控振蕩器的輸出作為參考信號，將調(diào)幅波移相 90，也可使調(diào)幅波中的載波信號和參考信號同步。uXOt(a)uYOt(b)u'OOt(c)圖同步檢波電路中模擬乘法器的波形分析(a) 輸入的調(diào)幅波 (b) 參考信號輸出信號 鎖相環(huán)用于頻率合成電路在現(xiàn)代電子技術(shù)中，為了得到高精度的振蕩頻率，一般均采用石英晶體振蕩器，但是石英晶體振蕩器的振蕩頻率是固定不變的單一頻率。根據(jù)頻率合成原理構(gòu)成的頻率轉(zhuǎn)常用放大電路換電路能夠?qū)⒁粋€(gè)高精度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)頻率經(jīng)過加、減、乘、除等運(yùn)算產(chǎn)生同樣精度和穩(wěn)定度的大量離散頻率。常用的頻率合成技術(shù)有直接合成和間接合成兩種。由鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)的間接式頻率合成器的性能接近直接頻率式頻率合成器，而且體積小、成本低、調(diào)試方便，安裝簡單。一、鎖相倍頻器在鎖相環(huán)路的反饋通路中，接入分頻器，便可得到鎖相倍頻器，如圖8.5.12所示。圖中uI可來源于石英晶體振蕩器，其振蕩頻率為fi；uO為輸出電壓，其振蕩頻率為fo；uO經(jīng)N分頻后與uI

uILFuOPDVCO(fi)(fo)fo/N圖 鎖相倍頻電路進(jìn)行相位比較。當(dāng)環(huán)路鎖定后，鑒相器輸入的兩個(gè)信號的頻率相等，即fi

foNo所以輸出信號的頻率為foNfi（8.5.13）改變N的數(shù)值，就可以得到 fi不同倍數(shù)的輸出頻率 fo。二、鎖相分頻器在鎖相環(huán)路的反饋通路中接入倍頻器， 便可得到鎖相分頻電路，如圖 所示。圖中 uI可來源于石英晶體振蕩器，其振蕩頻率為 fi；uO為輸出電壓，其振蕩頻率為 fo；uO經(jīng)1N分頻后與uI

uILFuOPDVCO(fi)(fo)Nfo圖 鎖相分頻電路進(jìn)行相位比較。當(dāng)環(huán)路鎖定后，鑒相器輸入的兩個(gè)信號的頻率相等，即fi Nfo所以輸出信號的頻率為fofi（8.5.14）N改變N的數(shù)值，就可以得到 fi不同分頻倍數(shù)的輸出頻率 fo。三、鎖相混頻器在接收機(jī)中，要從許多不同頻率的信號和干擾中選擇出要接收的信號，并將其高倍數(shù)放大是很困難的，因?yàn)樵诓煌念l段，電路的性能會有很大的差異。為了克服上述困338 模擬電子技術(shù)教程難，在通信電路中常將接收的調(diào)制信號轉(zhuǎn)換成某一個(gè)固定頻率（一般為中頻）的信號，這種頻率轉(zhuǎn)換稱為混頻，具有該功能的電路稱為混頻器。例如，超外差式收音機(jī)將接收到調(diào)幅信號的載波頻率轉(zhuǎn)換成465kHz，將接收到的調(diào)頻信號的載波頻率轉(zhuǎn)換成10.7MHz。這樣，接收機(jī)中放大器所放大的信號的頻率將固定，因此對所接收的不同頻段的信號就具有同樣的放大性能。圖所示為混