高頻電子線路第六章振幅調(diào)制 解調(diào)及混頻

第六章調(diào)幅、檢波與混頻電路

（線性頻率變換電路）6.1概述6.2振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3調(diào)幅電路6.4檢波電路6.5混頻6.6倍頻6.7接收機中的自動增益控制電路6.8實例介紹（158-159）1６.１概述

調(diào)制電路與解調(diào)電路是通信系統(tǒng)中的重要組成部分。

調(diào)制是在發(fā)射端將調(diào)制信號從低頻段變換到高頻段，便于天線發(fā)送或實現(xiàn)不同信號源、不同系統(tǒng)的頻分復用；

解調(diào)是在接收端將已調(diào)波信號從高頻段變換到低頻段，恢復原調(diào)制信號。返回2無線電發(fā)射機和接收機框圖3６.１概述

在模擬系統(tǒng)里，按照載波波形的不同，可分為脈沖調(diào)制和正弦波調(diào)制兩種方式。脈沖調(diào)制是以高頻矩形脈沖為載波，用低頻調(diào)制信號分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個參量，分別稱為脈幅調(diào)制（PAM），脈寬調(diào)制（PDM）和脈位調(diào)制（PPM）。正弦波調(diào)制是以高頻正弦波為載波，用低頻調(diào)制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量，分別稱為調(diào)幅（AM）、調(diào)頻（FM）和調(diào)相（PM）。返回4６.２振幅調(diào)制與解調(diào)原理

振幅調(diào)制可分為幾種不同的調(diào)幅方式：

普通調(diào)幅（AM）雙邊帶調(diào)幅（DSB－AM）單邊帶調(diào)幅（SSB－AM）殘留邊帶調(diào)幅（VSB－AM）正交調(diào)幅（QAM）返回5６.２.１普通調(diào)幅方式

１.普通調(diào)幅信號的表達式、波形、頻譜和帶寬設載波為，調(diào)制信號為單頻信號既，則普通調(diào)幅信號為：

其中調(diào)幅指數(shù)k為比例系數(shù)。還可以得到調(diào)幅指數(shù)的表達式：動畫演示，66.2.1

普通調(diào)幅方式圖6.2.1普通調(diào)幅波形和頻譜7６.２.１普通調(diào)幅方式顯然,當Ma＞1時,普通調(diào)幅波的包絡變化與調(diào)制信號不再相同,產(chǎn)生了失真,稱為過調(diào)制,如圖6.2.2所示。所以,普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1，即Ma≤1。8若單頻調(diào)幅信號加在負載R上,載頻分量產(chǎn)生的平均功率：兩個邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同，均為：調(diào)幅信號總平均功率：返回式（6.2.1）又可以寫成：9６.２.１普通調(diào)幅方式一般調(diào)幅信號的波形和頻譜10２.普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生和解調(diào)方法返回

圖6.2.4低電平調(diào)幅原理圖11非線性器件輸出電流為:返回普通調(diào)幅信號的解調(diào)方法有兩種，即包絡檢波和同步檢波。（１）包絡檢波利用普通調(diào)幅信號的包絡反映了調(diào)制信號波形變化這一特點，如能將包絡提取出來，就可以恢復原來的調(diào)制信號，這就是包絡檢波原理。下圖給出了包絡檢波的原理圖。

圖6.2.5包絡檢波原理圖1213同步檢波可由乘法器和低通濾波器實現(xiàn),其原理如下圖:同步檢波原理圖設輸入普通調(diào)幅信號為返回乘法器另一輸入同步信號為:(2)同步檢波

同步檢波必須采用一個與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)的本地載波，稱為同步信號。14乘法器輸出為:其中是乘法器增益。

綜上所述，包絡檢波與同步檢波都是利用普通調(diào)幅信號中的邊頻分量與載波信號分量進行處理,其差頻就是調(diào)制信號的頻率分量。返回156.2.2雙邊帶調(diào)幅方式設載波為,單頻調(diào)制信號為,則雙邊帶調(diào)幅信號為:其中k為比例系數(shù)．１．雙邊帶調(diào)幅信號的特點此動畫顯示了單頻調(diào)制雙邊帶調(diào)幅信號的有關波形與頻譜圖.此動畫顯示了相位突變16圖6.2.7DSB-AM波形及頻譜17其中是乘法器增益．返回２.雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法同步信號為，則乘法器輸出為：用低通濾波器取出低頻分量Ω,即可實現(xiàn)解調(diào)。將式(6.2.10)所示雙邊帶信號取平方,則可以得到頻率為2ωc的分量,然后經(jīng)二分頻電路,就可以得到ωc分量。這是從雙邊帶調(diào)幅信號中提取同步信號的一種方法。186.2.3單邊帶調(diào)幅方式

單邊帶調(diào)幅方式是指僅發(fā)送上、下邊帶中的一個.如以發(fā)送上邊帶為例，則單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號為：

由上式可見，單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號是一個角頻率為的單頻正弦波信號，但是，一般的單邊帶調(diào)幅信號波形卻比較復雜．不過有一點是相同的，即單邊帶調(diào)幅信號的包絡已不能反映調(diào)制信號的變化．單邊帶調(diào)幅信號的帶寬與調(diào)制信號帶寬相同，是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半．產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號的方法主要有：１.濾波法２.相移法３.相移濾波法返回（6.2.12）191濾波法

這種方法是根據(jù)單邊帶調(diào)幅信號的頻譜特點,先產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號,再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號。濾波法原理見圖6.2.8。由圖6.2.7(b)所示雙邊帶調(diào)幅信號頻譜圖可以推知,對于頻譜范圍為Ωmin～Ωmax的一般調(diào)制信號,如Ωmin很小,則上、下兩個邊帶相隔很近,用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。2021

由上式可知,只要用兩個90°相移器分別將調(diào)制信號和載波信號相移90°,成為sinΩt和sinωct,然后進行相乘和相減,

就可以實現(xiàn)單邊帶調(diào)幅,如圖6.2.9所示。顯然,對單頻信號進行90°相移比較簡單,但是對于一個包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號進行90°相移,要保證其中每個頻率分量都準確相移90°是很困難的。

2相移法

這種方法是基于單邊帶調(diào)幅信號的時域表達式。式(6.2.12)所示單頻單邊帶調(diào)幅信號可寫成:uSSB(t)=

22233相移濾波法

濾波法的缺點在于濾波器的設計困難。若調(diào)制信號頻率范圍為Fmin～Fmax,則上下邊帶間隔為2Fmin。如果要求濾波器取出一個邊帶而濾除另一個邊帶,則過渡帶寬度就是2Fmin。當濾波器的過渡帶寬度固定,則工作頻率越高,要求衰減特性越陡峭,實現(xiàn)越困難。舉個例子，設過渡帶寬度2Fmin=1kHz，要求在過渡帶內(nèi)衰減20dB,若工作頻率fc=1MHz，則濾波器邊沿的衰減特性必須為-46000dB／10倍頻程；若工作頻率fc=10kHz,則要求相應的衰減特性為-500dB／10倍頻程。24

相移法的困難在于寬帶90°相移器的設計,而單頻90°相移器的設計比較簡單。結合兩種方法的優(yōu)缺點而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法,其原理圖見圖6.2.10。

相移濾波法的關鍵在于將載頻ωc分成ω1和ω2兩部分,其中ω1是略高于Ωmax的低頻,ω2是高頻,即ωc=ω1+ω2,ω1<<ω2。現(xiàn)仍以單頻調(diào)制信號為例說明此法的原理。為簡化起見,圖6.2.10中各信號的振幅均表示為1。25圖6.2.10相移濾波法的原理26６.２.４殘留邊帶調(diào)幅方式

殘留邊帶調(diào)幅是指發(fā)送信號中包括一個完整邊帶、載波及另一個邊帶的小部分（即殘留一小部分）。這樣，既比普通調(diào)幅方式節(jié)省了頻帶，又避免了單邊帶調(diào)幅要求濾波器衰減特性陡峭的困難，發(fā)送的載頻分量也便于接收端提取同步信號。殘留邊帶調(diào)幅發(fā)送和接收濾波器幅頻(a)發(fā)送(b)接收返回27廣播電視系統(tǒng)中的殘留邊帶信號頻譜

28例6.1調(diào)制信號頻率范圍為300Hz～4kHz，分別采用普通

調(diào)幅（平均調(diào)幅指數(shù)調(diào)幅三種方式，如要求邊帶功率為10W，分別求出每種調(diào)幅方式的頻帶寬度、發(fā)射總功率及功率利用率。）、雙邊帶調(diào)幅和單邊帶解：普通調(diào)幅：由式（6.2.6）可得邊帶功率故

所以

返回29

雙邊帶調(diào)幅：

單邊帶調(diào)幅：

返回30

返回６.２.5正交調(diào)幅（QAM）1.正交調(diào)幅信號的特點

正交調(diào)幅信號是兩個頻率相同但相位差為90度的正弦載波，以雙邊帶調(diào)幅的方法同時傳送兩路相互獨立信號的一種特殊調(diào)制方式31

圖6.2.13(a)正交調(diào)幅原理圖32

可見，正交調(diào)幅是一種頻帶復用技術，兩路雙邊帶調(diào)幅信號在頻帶上相互重疊，總頻帶寬度由其中頻帶較寬的一路信號決定。若兩路信號帶寬相同，則總帶寬與單路信號帶寬相同。所以，正交調(diào)幅的最大優(yōu)點是節(jié)省傳輸帶寬。

332.正交調(diào)幅信號的解調(diào)方法對正交調(diào)幅信號分別用兩個相差為900的本地載波進行同步檢波，就可以恢復原來的兩路調(diào)制信號。34

圖6.2.13（b）正交解調(diào)原理圖356.3調(diào)幅電路

6.3.1高電平調(diào)幅電路6.3.2低電平調(diào)幅電路返回調(diào)幅電路分為高電平調(diào)幅與低電平調(diào)幅兩種類型。高電平調(diào)幅是指在高電壓狀態(tài)下進行調(diào)幅，輸出功率大。36

丙類諧振功放的調(diào)制特性分為基極調(diào)制特性和集電極調(diào)制特性兩種，據(jù)此可以分別組成基極調(diào)幅電路和集電極調(diào)幅電路?，F(xiàn)以集電極調(diào)幅電路為例，說明高電平調(diào)幅的原理。6.3.1高電平調(diào)幅電路圖6.3.1集電極調(diào)幅電路原理返回3738集電極調(diào)制特性是指固定丙類諧振功放的VBB和RΣ,當輸入一個等幅高頻正弦波時,輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極電源電壓的變化而變化。若集電極電源電壓為VCC(t)=VCC0+uΩ(t),

即一個固定直流電壓與一個低頻交流調(diào)制信號之和,則根據(jù)圖3.2.10,隨著VCC的變化,使得靜態(tài)工作點左右平移,從而使動態(tài)線左右平移。當諧振功放工作在過壓狀態(tài)時,Ucm將發(fā)生變化,近似有Ucm∝VCC

(t)的關系。如輸入信號為高頻載波cosωct,輸出LC回路調(diào)諧在ωc上，則輸出信號可寫成:uo(t)=Ucmcosωct=k［VCC0+uΩ(t)］cosωct，其中k為比例系數(shù)。39圖6.3.1是集電極調(diào)幅電路原理圖。可見,集電極調(diào)幅電路可以產(chǎn)生且只能產(chǎn)生普通調(diào)幅波,但必須工作在過壓狀態(tài)。高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點：

1、調(diào)幅、功放合一,整機效率高；

2、可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號。缺點和局限性：

1、只能產(chǎn)生AM信號；

2、調(diào)制線性度差。例如集電極調(diào)制特性中Ucm與VCC并非完全成線性關系。40圖6.3.2基極調(diào)幅電路原理圖6.3.2所示基極調(diào)幅電路,需要注意的是,基極調(diào)幅電路必須工作在欠壓區(qū)。41基極調(diào)制特性42例6.1采用圖6.3.1所示集電極調(diào)幅電路進行普通調(diào)幅。已知調(diào)制信號頻率范圍為300Hz～4kHz,平均調(diào)幅指數(shù)Ma=0.3，UCC0=24V，IC0=25mA，集電極效率ηc=70%。求輸出載波功率Pc、邊帶功率2PSB、功率利用率ηSB

和頻帶寬度BW。43

其中，RD=UCC0/IC0是輸出端等效直流電阻，MaUCC0是調(diào)制信號平均振幅。故電源總功率為P=PD+PΩ=600+27=627mW從而輸出平均功率為Pav=ηc（PD+PΩ

）=0.7×627=438.9mW44由式（6.2.6）可求得載波功率和邊帶功率分別為所以456.3.2低電平調(diào)幅電路

模擬乘法器是低電平調(diào)幅電路的常用器件，它不僅可以實現(xiàn)AM，也可以實現(xiàn)DSB-AM與SSB-AM。既可以用單片集成模擬乘法器來組成低電平調(diào)幅電路，也可以直接采用含有模擬乘法器部分的專用集成調(diào)幅電路。1.單片集成模擬乘法器

模擬乘法器可實現(xiàn)輸出電壓為兩個輸入電壓的線性積，典型應用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調(diào)幅、檢波、混頻、相位檢測等。設兩個輸入信號分別為則兩信號相乘后的輸出信號為返回＞可見，乘法運算能夠產(chǎn)生兩個輸入信號頻率的和頻與差頻，這正是調(diào)幅、檢波和混頻等電路所需要的功能。4647表6.3.1MC14系列三種型號模擬乘法器的參數(shù)典型值4849

MC1596是以雙差分電路為基礎,在Y輸入通道加入了反饋電阻,故Y通道輸入電壓動態(tài)范圍較大,X通道輸入電壓動態(tài)范圍很小。圖6.3.3是MC1596內(nèi)部電路圖。

MC1595是在MC1596中增加了X通道線性補償網(wǎng)絡,使X通道輸入動態(tài)范圍增大。MC1594是以MC1595為基礎,增加了電壓調(diào)整器和輸出電流放大器。

MC1595和MC1594分別作為第一代和第二代模擬乘法器的典型產(chǎn)品,線性度很好,既可用于乘、除等模擬運算,也可用于調(diào)制、解調(diào)等頻率變換,缺點是工作頻率不高。5051當X通道輸入是頻率為ωc的單頻很大信號時(大于260mV),根據(jù)雙差分模擬乘法器原理(可參看例5.4),輸出信號應是Y通道輸入信號和雙向開關函數(shù)K2(ωct)的乘積。兩種情況均可實現(xiàn)調(diào)幅。

MC1596工作頻率高,常用作調(diào)制、解調(diào)和混頻,通常X通道作為載波或本振的輸入端,

而調(diào)制信號或已調(diào)波信號從Y通道輸入。當X通道輸入是小信號(小于26mV)時,輸出信號是X、Y通道輸入信號的線性乘積。

52535455圖例6.2

562.模擬乘法器調(diào)幅電路圖6.3.4MC1596組成的普通調(diào)幅或雙邊帶調(diào)幅電路XY57圖6.3.4是用MC1596組成的普通調(diào)幅電路。由圖可知，X通道兩輸入端⑧、10腳直流電位均為6V,可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端①、④腳之間外接有調(diào)零電路,可通過調(diào)節(jié)50kΩ電位器使①腳電位比④腳高UY,調(diào)制信號uΩ(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。調(diào)節(jié)電位器可改變調(diào)幅指數(shù)Ma。輸出端⑥、12腳外應接調(diào)諧于載頻的帶通濾波器。②、③腳之間外接Y通道負反饋電阻。采用圖6.3.4的電路也可以組成雙邊帶調(diào)幅電路,區(qū)別在于調(diào)節(jié)電位器的目的是為了使Y通道①、④腳之間的直流電位差為零,即Y通道輸入信號僅為交流調(diào)制信號。為了減小流經(jīng)電位器的電流,便于調(diào)零準確,可加大兩個750Ω電阻的阻值,比如各增大10kΩ。586.4

檢波電路

6.4.1包絡檢波電路

6.4.2同步檢波電路返回596.4.1包絡檢波電路1.工作原理包絡檢波原理如圖6.2.5所示。其中的非線性器件可以是二極管,也可以是三極管或場效應管,電路種類也較多。現(xiàn)以圖6.4.1所示二極管峰值包絡檢波器為例進行討論,其中RC元件組成了低通濾波器。

我們以時域上的波形變化來說明二極管峰值包絡檢波器的工作原理。由圖6.4.1可見,加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導通電壓為零,且伏安特性為:圖6.4.1二極管峰值包絡檢波器60①由于，故

上升快，下降慢．②除了起始幾個周期外，二極管導通時間均在輸入高頻振蕩信號的峰值附近，如，，，且時間很短，或者說，其導通角θ很小。

檢波效率0≥0＜06162二極管包絡檢波電路及檢波波形632.性能指標

１）檢波效率．由式（６.４.２）可知，大，則越小，越大．如果考慮到二極管的實際壓不為零，以及充電電流在二極管微變等效電阻上的電壓降等因素，實際檢波效率比以上公式計算值要?。玻┑刃л斎腚娮瑁捎诙O管在大部分時間處于截止狀態(tài)，僅在輸入高頻信號的峰值附近才導通，所以檢波器的瞬時輸入電阻是變化的．返回或R越導通電64其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。根據(jù)圖6.4.2,若ui是等幅高頻載波,則流經(jīng)二極管電流應是高頻窄尖頂余弦脈沖序列,I1m即為其中基波分量的振幅,而輸出uo應是電平為Uo的直流電壓。顯然,檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個阻值為Ri的電阻。65

按照第3章尖頂余弦脈沖序列的分析方法,可以求得I1m與Uim的關系式,從而可得到:

上式也可以利用功率守恒的原理求出。因檢波器輸入功率為,輸出功率為,若忽略二極管上的功率損耗,則輸入功率應與輸出功率相等,考慮到ηd→1,由此也可得到式(6.4.4)。（6.4.4）66圖6.4.3惰性失真波形圖

３）惰性失真．67單頻調(diào)幅波的包絡線表達式為：其下降速率為：因為電容通過R放電時，電容電流與電阻電流大小相同，即：所以電容電壓的減小速率68在開始放電時刻，電容電壓可近似視為包絡電壓，故避免惰性失真的不等式可寫為：即又可寫成：在時有最大值．此時不等式的解為：69４）底部切割失真．

檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調(diào)制信號,故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號耦合到下一級進行放大或其它處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實際負載RL,如圖6.4.4(a)所示。70這意味著檢波器處于穩(wěn)定工作時,其輸出端R上將存在一個固定電壓UR。當輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時,二極管將會截止。也就是說,電平小于UR的包絡線不能被提取出來,出現(xiàn)了失真,如圖6.4.4(b)、(c)所示。由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號的底部,故稱為底部切割失真。

7172

由圖6.4.4(b)可以看出,調(diào)幅信號的最小振幅或包絡線的最小電平為Uim(1-Ma),所以,要避免底部切割失真,必須使包絡線的最小電平大于或等于UR,

即:（6.4.6）

其中R′指RL與R的并聯(lián)值,即檢波器的交流負載。式(6.4.6)即為避免底部切割失真應該滿足的要求。由此式可以看出,交流負載R′與直流負載R越接近,可允許的調(diào)幅指數(shù)越大。73返回底部切割失真如圖所示74在實際電路中,有兩種措施可減小交直流負載之間的差別。一是采用圖6.4.5所示的改進電路,將檢波器直流負載R分成R1和R2兩部分。顯然,在直流負載不變的情況下,改進電路的交流負載為

比原電路增大。通常取以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。二是在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器,即增大RL的值。75圖6.4.5改進后的二極管峰值包絡檢波器

76777879

4)Cc的取值應使低頻調(diào)制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:或

在集成電路里常采用由三極管包絡檢波器組成的差分電路,如圖6.4.6所示。其工作原理與二極管峰值包絡檢波器相似,讀者可自行分析,注意它的輸入電阻很大。取Cc=47μF80６.４.２同步檢波電路返回MC1496組成的同步檢波電路816.5.1混頻原理及特點6.5.2混頻干擾6.5.3混頻器的性能指標6.5.4混頻電路返回6.5

混頻82概述在通信接收機中，混頻電路作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號變換為同一個固定載頻（一般稱為中頻）的高頻已調(diào)波信號，而保持其調(diào)制規(guī)律不變。例如，在超外差式廣播接收機中，把載頻位于535kHz～1605kHz中波波段各電臺的普通調(diào)幅信號變換為中頻為465kHz的普通調(diào)幅信號，把載頻位于88MHz的各調(diào)頻臺信號變換為中頻為10.7MHz的調(diào)頻信號；把載頻位于四十幾兆赫至近千兆赫頻段內(nèi)各電視臺信號變換為中頻為38MHz的視頻信號。由于設計和制作增益高、選擇性好、工作頻率較原載頻低的固定中頻放大器比較容易，所以采用混頻方式可大大提高接收機的性能。

83

混頻電路的輸入是載頻為fc的高頻已調(diào)波信號us(t)和頻率為fL的本地正弦波信號(稱為本振信號)uL(t),輸出是中頻為fI的已調(diào)波信號uI(t)。通常取fI=fL-fc。以輸入是普通調(diào)幅信號為例：若us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct，本振信號為uL(t)=ULmcos2πfLt，則輸出中頻調(diào)幅信號為：uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos2πfIt?？梢?調(diào)幅信號頻譜從中心頻率為fc處平移到中心頻率為fI處,頻譜寬度不變,包絡形狀不變。圖6.5.2是相應的頻譜圖。

6.5.1混頻原理及特點846.5.1混頻原理及特點混頻電路原理圖普通調(diào)頻信號混頻頻譜圖85混頻電路原理圖動畫演示86（１）混頻電路的輸入輸出均為高頻已調(diào)波信號。（２）混頻電路通常位于接收機前端，不但輸入已調(diào)波信號很小，而且若外來高頻干擾信號能夠通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡，則也可能進入混頻電路。選頻網(wǎng)絡的中心頻率通常是輸入已調(diào)波信號的載頻。返回特點：876.5.2混頻干擾

88

晶體管輸出的所有組合頻率分量為:

f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,…

在這些組合頻率分量中,只有p=q=1,r=s=0對應的頻率分量fI=fL-fc才是有用的中頻,其余均是無用分量。若其中某些無用組合頻率分量剛好位于中頻附近

能夠順利通過混頻器內(nèi)中心頻率為fI的帶通濾波器,就可以經(jīng)中放、檢波后對有用解調(diào)信號進行干擾,產(chǎn)生失真。另外,由冪級數(shù)分析法可知,p、q、r、s值越小所對應的組合頻率分量的振幅越大,相應的無用組合頻率分量產(chǎn)生的干擾就越大。

89下面以音頻調(diào)幅信號為例，對混頻干擾的幾種不同形式和來源進行討論，最后給出了解決措施。1.信號和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（干擾哨聲）2.一個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（寄生通道干擾）若外來干擾和本振產(chǎn)生的無用組合頻率分量滿足則也會產(chǎn)生干擾作用。先不考慮外來干擾的影響。若信號和本振產(chǎn)生的組合頻率分量滿足|±pfL±qfc|=fI±F(6.5.2)

式中F為音頻,則此組合頻率分量能夠產(chǎn)生干擾。901)中頻干擾.當p=0,r=1時,,即外來干擾頻率與中頻相同.2)鏡頻干擾.當p=r=1時,。因為,所以與在頻率軸上對稱分列于的兩旁,互為鏡像，故稱為鏡像頻率(簡稱鏡頻)。3.兩個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾（互調(diào)干擾）若兩個外來干擾能夠進入混頻電路，并且和本振共同產(chǎn)生的組合頻率分量滿足則也會產(chǎn)生干擾作用，通常稱為互相調(diào)制干擾(簡稱互調(diào)干擾)。其中，r=1,s=2和r=2,s=1兩個組合頻率分量影響最大，由于r+s=3，故稱為三階互調(diào)干擾。顯然，其中兩個外來干擾頻率與載頻的關系分別為:

返回914.外來干擾和信號、本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾（交調(diào)干擾）92

交調(diào)干擾有兩個特點:

（1）當信號消失,即us=0,則它也消失；（2）能否產(chǎn)生交調(diào)干擾與外來干擾的頻率無關,只取決于此外來干擾能否順利通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡。顯然,能產(chǎn)生交調(diào)干擾和互調(diào)干擾的外來干擾頻率都靠近信號載頻fc

。

例如,

混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡帶寬為10kHz,若fc=560kHz,則位于555kHz～565kHz范圍內(nèi)的外來干擾都可能產(chǎn)生三階交調(diào)干擾。

5.包絡失真和強信號阻塞干擾936.減小或避免混頻干擾的措施

（１）選擇合適的中頻;（２）提高混頻電路之前選頻網(wǎng)絡的選擇性，減少進入混頻電路的外來干擾，這樣可減小交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。（３）采用具有平方律特性的場效應管，模擬乘法器或利用平衡抵消原理組成的平衡混頻電路或環(huán)形混頻電路，可以大大減少無用組合頻率分量的數(shù)目，尤其是靠近有用頻率的無用組合頻率分量，從而降低了各種組合頻率分量干擾產(chǎn)生的可能性。946.5.3

混頻的性能指標1、混頻增益

混頻增益定義為混頻器輸出中頻信號與輸入信號大小之比。2、噪聲系數(shù)

混頻器的噪聲系數(shù)定義為混頻器輸入信噪功率比和輸出中頻信號噪聲功率的比值。3、隔離度返回

隔離度是指三個端口（輸入、本振和中頻）相互之間的隔離程度，即本端口的信號功率與其泄漏到另一個端口的功率之比。95例如，本振口至輸入口的隔離度定義為

顯然，隔離度應越大越好。由于本振功率較大，故本振信號的泄漏更為重要。4、1dB壓縮點功率和三階互調(diào)截點功率理想混頻器輸出的中頻信號振幅應該和輸入已調(diào)波信號的振幅成正比，即混頻增益為常數(shù)。由6.5.2節(jié)關于包絡失真的分析可知，式（6.5.1）中二次方項產(chǎn)生這一線性關系，而四次方項產(chǎn)生的中頻分量振幅與輸入信號振幅Us

的三次方成正比。96

對于實際混頻器來說，用式（6.5.1）描述的轉移特性中參數(shù)a4是負數(shù)，所以隨著Us的加大，增益將會減小，這一現(xiàn)象稱為增益壓縮。也就是說，在輸入信號較小時，輸出中頻信號隨輸入信號近似成線性增大；當輸入信號較大時，輸出中頻信號隨輸入信號的增大速率將會逐漸變小。定義混頻器的實際功率增益低于理想線性功率增益1dB（相當于減少了21%）時對應的信號功率點（圖6.5.5中A點）為1dB壓縮點，相應的輸入、輸出信號功率分別用輸入P1dB、輸出P1dB表示，單位均為dBm，如圖6.5.5所示。97圖6.5.5混頻器線性性能指標示意圖

98圖6.5.5中給出了三階互調(diào)失真功率線PM3，它的斜率是3。PM3與PI1的交點（圖中B點）稱為三階互調(diào)截點（ThirdOrderIntermodulationInterceptPoint），表示在該點輸出中頻信號功率與三階互調(diào)失真功率相等。對應的輸出中頻信號功率和輸入信號（或干擾）功率分別用OIP3和IIP3表示，統(tǒng)稱IP3。99

P1dB和IP3數(shù)值大小與器件非線性特性有直接關系，而且三階互調(diào)失真在各種混頻非線性失真中是較嚴重的一種，所以這是衡量混頻器線性性能的兩個重要指標。顯然，這兩個指標數(shù)值越大，表示混頻器的線性工作范圍越寬，線性性能越好。

P1dB和IP3也可以作為高頻小信號放大器和高頻功率放大器的線性性能指標。第2章2.3.1節(jié)和第3章3.1節(jié)曾分別提到這一點。通?；祛l器采用輸入P1dB和IIP3，放大器采用輸出P1dB和OIP3。1006.5.4混頻電路

晶體管混頻電路具有增益高，噪聲低的優(yōu)點，但混頻干擾大。場效應管混頻電路由于其平方律特性，受混頻干擾小。

二極管平衡和環(huán)形混頻電路結構簡單，噪聲低，受混頻干擾小，工作頻率高（可達近千兆赫）。

采用模擬乘法器組成的集成混頻電路，不但受混頻干擾小，而且調(diào)整容易，輸入信號動態(tài)范圍較大。101１．晶體管混頻電路圖6.5.6晶體管混頻電路原理圖102103則有:其中中頻電流分量為:若定義混頻跨導

,即中頻電流振幅I1

與輸入信號振幅之比。

上式中Us是us的振幅,g1是晶體管跨導中的基頻(fL)分量振幅?？闪钍?5.3.2)中n=1,ω1=ωL,對g(t)進行積分而求出g1,而跨導104若回路總諧振電導為,則可以求得混頻電壓增益

給混頻電路提供的本振信號可以由單獨的振蕩電路產(chǎn)生,也可以由混頻晶體管本身產(chǎn)生。由一個晶體管同時產(chǎn)生本振信號、實現(xiàn)混頻的電路通常稱為變頻器。

下圖給出了一個典型收錄機變頻器電路。返回上一頁下一頁105晶體管變頻器106

本振頻率容易受信號載頻的牽引,無法兼顧使振蕩與混頻都處于最佳工作狀態(tài),且一般工作頻率不高。

優(yōu)點電路簡單,節(jié)省元器件缺點107108所以

將UBB(t)=UBB0+ULmcosωLt代入,得到g1=(2a2+6a3UBB0+12a4U2BB0+3a4U2Lm)ULm由此可求得:109

2.二極管混頻電路

圖6.5.8二極管平衡混頻電路原理圖

●二極管平衡混頻電路110由圖可見,若忽略輸出電壓uI的反饋作用,則加在兩個二極管上的電壓分別是：u1=uL+usu2=uL-us由于us很小,uL很大,故二極管工作在受uL控制的開關工作狀態(tài)。因為在uL正半周時兩個二極管同時導通，負半周時兩個二極管同時截止，故根據(jù)KVL可寫出兩個回路電壓方程分別為111將第5章5.3節(jié)中式（5.3.5）代入上式，若可求得i=i2-i1中的組合頻率分量為其中中頻電流分量為其中,RD是二極管導通電阻.兩方程相減,得(6.5.9)(6.5.10)112圖6.5.9二極管環(huán)形混頻電路原理圖

●二極管環(huán)形混頻電路113圖6.5.9二極管環(huán)形混頻電路原理圖

114

圖6.5.9（a）所示雙平衡(環(huán)形)混頻電路可看成是由兩個二極管平衡混頻電路組合而成的。其中一個平衡電路由us1、V1、V2、RL與uL組成，與圖6.5.8所示電路相同。另一個平衡電路由us2、V3、V4、RL與uL組成，如圖6.5.9（b）所示。兩個平衡電路分別在uL的正半周和負半周導通。在uL

正半周,二極管V1

、V2導通,對應的開關函數(shù)為K1(ωLt)，流經(jīng)RL的電流如式（6.5.9）所示；在uL負半周,二極管V3、V4導通,對應的開關函數(shù)為K1(ωLt-π)，根據(jù)圖6.5.9（b），采用類似圖6.5.8的分析方法，可以求得通過RL的電流為115(6.5.11)所以，通過RL的總電流為

將式(5.3.9)代入,可求得i中的組合頻率分量為|±(2n-1)ωL±ωc|,n=1,2,3,…。其中中頻電流分量為(6.5.12)

平衡混頻電路與環(huán)形混頻電路輸出的無用組合頻率分量均比晶體管混頻電路少,而環(huán)形電路比平衡電路還要少一個ωc分量,且增益加倍。116

環(huán)形混頻電路的輸入信號端口和本振信號端口均采用變壓器耦合，將單端輸入變?yōu)槠胶廨斎?，既可根?jù)需要進行阻抗變換，而且兩個端口之間具有良好的隔離。若變壓器中心抽頭上下對稱，四個二極管特性一致，則對于本振信號而言，A、B兩點是等電位，因為本振信號通過V1、V2在B點產(chǎn)生的電壓與通過V3、V4在A點產(chǎn)生的電壓相等，所以輸入端口無本振信號輸出。同樣，對于輸入信號而言，C、D兩點是等電位，所以本振端口無輸入信號輸出。另外，從式（6.5.11）可知，中頻端口輸出電流中無輸入信號和本振信號頻率分量，即中頻端口與其它兩個端口也有良好的隔離。實際上，由于變壓器中心抽頭的非完全對稱性和二極管特性的微小失配，各端口之間的隔離并非很理想。顯然，

環(huán)形混頻電路的性能優(yōu)于平衡混頻電路。117實際的二極管環(huán)形混頻電路通過2個二極管并聯(lián)、串聯(lián)小電阻的方式，進一步保證每個支路的性能接近。118

【例6.5】在圖例6.5（a）所示二極管平衡電路原理圖中，u1和u2是輸入信號，uo是輸出信號。若采用此電路進行普通調(diào)幅、雙邊帶調(diào)幅和同步檢波，u1和u2各應該是什么信號？負載ZL1、ZL2各應該采用什么形式元件？試寫出有關表達式。

圖例6.5119

解：（1）進行普通調(diào)幅時，u1、u2應分別是載波和調(diào)制信號，負載可采用變壓器耦合LC回路，如圖例6.5（b）所示。二極管應工作在受大信號u1控制的開關狀態(tài)，在u1的正、負半周內(nèi)V1、V2分別導通。設gD是二極管導通電導，忽略負載電壓的反饋作用，則有u1=Ucm

cosωct，

u2=uΩ（t）i1=gD(u1+u2)K1(ωct)i2=gD(u1+u2)K1(ωct-π)

120所以

121

（2）進行雙邊帶調(diào)幅時，u1、u2應分別是調(diào)制信號和載波，負載形式與普通調(diào)幅時相同。二極管應工作在受大信號u2控制的開關狀態(tài)，在u2的正半周內(nèi)V1、V2均導通，負半周內(nèi)V1、V2均截止，故有所以

122

（3）進行同步檢波時，u1、u2應分別是調(diào)幅波和本地載波，負載ZL1和ZL2為相同參數(shù)的RC低通濾波器，如圖例6.5（c）所示。二極管應工作在受大信號u2控制的開關狀態(tài)，分析過程與雙邊帶調(diào)幅相似。設u1是雙邊帶調(diào)幅波，u1=kuΩ（t）cosωct，u2=Urm

cosωct,故123其中，低頻分量為 ，k是比例系數(shù)。從而， 同理可求得所以

考慮到負載電壓的反饋作用，上述三種情況下實際輸出要比計算值小。1243.模擬乘法器組成的混頻電路上一頁返回1256.6倍頻返回6.6.1倍頻原理及用途

倍頻電路輸出信號的頻率是輸入信號頻率的整數(shù)倍，即倍頻電路可以成倍地把信號頻譜搬移到更高的頻段。所以，倍頻電路也是一種線性頻率變換電路。

實現(xiàn)倍頻的原理有以下幾種：（１）利用晶體管等非線性器件產(chǎn)生輸入信號頻率的各次諧波分量，然后用調(diào)諧于n次諧波的帶通濾波器取出n倍頻信號。（２）將輸入信號同時輸入模擬乘法器的兩個輸入端進行自身線性相乘，則乘法器輸出交流126分量就是輸入的二倍頻信號．比如，若輸入是單頻信號，則輸出（３）利用鎖相倍頻方式進行倍頻，在第8章第8.4節(jié)將具體進行討論。返回1276.6.2晶體管倍頻器晶體管倍頻器的電路結構與晶體管丙類諧振放大器基本相同。1.晶體管倍頻器諧振回路的中心頻率調(diào)諧為輸入信號頻率或中心頻率的n倍,n為正整數(shù)。2.晶體管丙類諧振放大器諧振回路的中心頻率與輸入信號中心頻率相同。區(qū)別128晶體管倍頻器有以下幾個特點：１）倍頻數(shù)n一般不超過3～4，且應根據(jù)倍頻數(shù)選擇最佳的導通角。２）必須采取良好的輸出濾波措施。（１）提高輸出回路的有載品質因數(shù)一般應滿足（２）采用選擇性好的帶通濾波器，如多個LC串并聯(lián)諧振回路組成的型濾波網(wǎng)絡。返回π

129圖6.6.1高選擇性帶通濾波網(wǎng)絡

圖6.6.1示網(wǎng)絡調(diào)諧在輸入信號基頻f0的三倍頻上,對基波和二、四次諧波呈現(xiàn)帶阻性質,故選擇性非常好。1306.7接收機中的自動增益控制電路6.7.1工作原理與性能指標1.電路組成框圖圖6.7.1自動增益控制電路的組成

131132

2.誤差信號提取過程

在AGC電路中,誤差信號提取電路采用電壓比較器。反饋網(wǎng)絡由電平檢測器、低通濾波器和直流放大器組成。反饋網(wǎng)絡檢測出輸出信號振幅電平（平均電平或峰值電平）,濾去不需要的較高頻率分量,然后進行適當放大后與恒定的參考電平UR比較,產(chǎn)生一個誤差信號?？刂菩盘柊l(fā)生器在這里可看作是一個比例環(huán)節(jié),增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時,環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益Ａg增大,從而使Uy趨于增大。若Ux增大而使Uy增大時,環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益Ａg減小,從而使Uy趨于減小。無論何種情況,通過環(huán)路不斷地循環(huán)反饋,都應該使輸出信號振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內(nèi)變化。133

3、濾波器的作用環(huán)路中的低通濾波器是非常重要的。由于發(fā)射功率的變化，距離遠近變化，電波傳播衰落等引起信號強度的變化是比較緩慢的，因此整個環(huán)路應具有低通傳輸特性