chapter-4功率放大電路

第四章功率放大電路

教學內(nèi)容：本章以分析功率放大電路的輸出功率、效率和非線性失真之間的矛盾為主線，逐步提出解決矛盾的措施。在電路方面，以互補對稱功率放大電路為重點進行較詳細的分析計算。

內(nèi)容教學要求熟練掌握正確理解一般了解功率放大電路的特點和分類

√互補推挽功率放大電路乙類互補推挽功率放大電路的工作原理及主要性能指標計算√

甲乙類互補推挽功率放大電路工作原理

√

單電源功率放大電路工作原理

√

1．熟練掌握如何解決輸出功率、效率和非線性失真三者之間的矛盾；2．要熟練掌握乙類互補對稱功率放大電路的組成、分析計算和功率BJT的選擇；3．正確理解甲乙互補對稱功放電路的工作原理及計算。教學要求：什么是功率放大器？功率放大器實質(zhì)上是一種高效的能量變換和控制電路。例：擴音系統(tǒng)實際負載功率放大電壓放大信號提取

4.1功率放大電路概述與其它放大器相比

相同點：均在輸入信號作用下，將直流電源的直流功率轉(zhuǎn)換為輸出信號功率。不同點：性能要求和運用特性不同。

4.1.1對功率放大電路的主要要求：1.安全。

2.高效率。 輸出功率大，管子大信號極限 條件下運用。

最大限度輸出有用功率，減小功耗。 輸出功率越大，相應(yīng)的動態(tài)電壓電流越大，器件特性非線性引起的非線性失真也越大。除采用反饋技術(shù)外，還必須限制輸出功率。3.

失真小。最大輸出功率電源輸出功率管耗效率4.1.2功率放大電路的主要指標參數(shù)甲類：功率管在一個周期內(nèi)導通

(如小信號放大)。乙類：功率管僅在半個周期內(nèi)導通。

甲乙類：管子在大于半個周期小于一個周期內(nèi)導通。丙類：功率管小于半個周期內(nèi)導通。由于靜態(tài)工作點Q不同，根據(jù)功率管在一個信號周期內(nèi)導通時間的不同，功率管運用狀態(tài)可分為甲類、乙類、甲乙類、丙類等多種。甲類乙類甲乙類丙類4.1.3靜態(tài)工作Q對放大器工作狀態(tài)的影響減小管耗PC是提高效率的主要途徑。假設(shè)集電極瞬時電流和電壓分別為iC

和

vCE，則PC

為途徑1：由甲類→甲乙類→乙類→丙類，減小管子在信號周期內(nèi)的導通時間，即增大iC

＝0

的時間。4.1.4功率放大器提高效率的主要途徑途徑2：使管子運用在開關(guān)狀態(tài)(丁類)；管子在半個周期內(nèi)飽和導通，另半個周期內(nèi)截止。飽和導通時，vCE≈vCES

很小，因此導通的半個周期內(nèi)，瞬時管耗iC×vCE

處在很小的值上。截止時，不論vCE

為何值，iC

趨于0，iC×vCE

也處在零值附近。結(jié)果PC

很小，ηC顯著增大?？偨Y(jié)：為提高集電極效率，管子的運用狀態(tài)從甲類向乙類、丙類或開關(guān)工作的丁類轉(zhuǎn)變。但隨著效率的提高，集電極電流波形失真嚴重，為實現(xiàn)不失真放大，在電路中需采取特定措施。功率管是功率放大電路的關(guān)鍵器件，如何選擇功率管的運用狀態(tài)，并保證它們安全工作是需要共同解決的問題。為此，必須首先了解功率器件的極限參數(shù)及安全工作區(qū)。(1)

集電極最大允許管耗PCM。還與散熱條件密切相關(guān)(2)

集電極擊穿電壓V(BR)CEO(3)

集電極最大允許電流ICM

4.1.5功率器件

在放大原理上，功率放大器與其它放大器一樣，都是能量轉(zhuǎn)換器，但是，由于要求不同，因而在電路組成和運用特性上，功率放大器卻有不同的特點。

圖(a)

為放大器的基本電路，現(xiàn)將其作為功率放大器來分析它的功率性能。由此提示功率放大電路組成及其工作性能上的特點。4.2功率放大器的電路組成和工作特性4.2.1功放電路的特點

功率放大器為大信號放大器，進行分析時，功率器件必須采用一般模型(大信號模型)。工程上，采用較多的是特性曲線上作負載線的圖解分析法。1.靜態(tài)工作點的選擇：為了使電路在管子不出現(xiàn)飽和、截止失真的條件下，輸出功率最大，即輸出電壓和電流均達到最大幅值，需要把工作點Q選在負載線的中點。即

2.集電級輸出電壓和電流

(假設(shè)VCES

和ICEO

為0)其中，PL

和PC

均由直流和交流兩部分合成。例如：PL中直流功率

交流功率

3.

電源提供的直流功率PD、負載功率

PL、集電極耗散功率PC

甲類功放的ηCmax

僅為25%，PD

中僅有1/4轉(zhuǎn)換為有用的輸出信號功率，其余均被浪費。其中，一部分耗散在管子中，大部分

(PL

中直流功率PD/2)

消耗在RL上。提高ηCmax

的辦法：①

合理選擇管子的運用狀態(tài)(乙類或甲乙類)減小管子消耗功率。②

在管外電路中，采用不消耗直流功率的電路結(jié)構(gòu)，消除RL

上消耗的直流功率。4.討論：(1)電路組成否則，RL

的減小不會增大輸出電流，反而會因減小集電極電壓振幅而使Po

減小，還會因ICQ增大而使PD

增大，結(jié)果使η

降低。當VCC

一定、Q

在負載線中點時，Vcm(≈VCC/2)被限定。要提高輸出信號功率，就必須減小RL，才能增大

Icm。但，在減小RL

時，還必須同時增大激勵電流。充分激勵時RL變化對功率性能的影響(2)工作特性總之，在功率放大器中，要高效率地提升Po，必須減小RL，同時相應(yīng)增大輸入激勵電流。充分激勵：與RL

相匹配不出現(xiàn)非線性失真的最大輸入激勵。匹配負載：能使Q處于交流負載線中點的負載。5.結(jié)論(1)功放在電路組成上，必須采用避免管外電路中無謂消耗直流功率的電路結(jié)構(gòu)。(2)

在工作特性上，輸出負載，輸入激勵和靜態(tài)工作點相互牽制，要高效率輸出所需信號功率，三者必須有一個最佳配置。(1)

輸入端：

RB——偏置電阻CB——旁路電容Tr1——耦合變壓器(2)

輸出端：

Tr2——耦合變壓器，對交流，Tr2起阻抗變換作用，

4.2.2甲類、乙類功放的電路組成及功率性能一、甲類變壓器耦合功放1.電路(1)

靜態(tài)分析直流負載方程：

（直線：EF）mAQ輸入回路方程2.電路分析(2)

動態(tài)分析交流負載線方程：又：

則：交流負載方程可改寫為

上式表明，當，它在兩坐標軸上的截距：

相應(yīng)畫出交流負載線是一條通過Q點的直線MN，斜率為。

當輸入充分激勵，Q

處在負載線中點時，忽略非線性失真，且

,則相應(yīng)的集電極電壓和電流分別為：其中:(3)功率性能與放大器的基本電路相比，在匹配負載時，電壓信號幅值Vcm

由VCC/2，增加到VCC，若呈現(xiàn)在集電極上的負載相等，則輸出信號功率增大四倍。根據(jù)上述關(guān)系求得加在集電極上的最大電壓:通過集電極的最大電流:當Po=0時，PD全部消耗在管子中，因而消耗在集電極上的最大功率。

采用變壓器耦合，ηmax

將由0.25

增大到0.5，即PD

的一半轉(zhuǎn)換為Po。

若

Q處于交流負載線的中點，且充分激勵的條件下，增大VCC，或減小R’L

，Po均將增大，但最后受安全工作條件的限制。(4)管安全又因為：

上述安全工作條件又可用Pomax

表示為：Pomax

取較小的值。所以保證管子安全工作的條件為：

乙類工作時，為了在負載上合成完整的正弦波，必須采用兩管輪流導通的推挽(Push-Pull)

電路?？捎卸喾N實現(xiàn)方案：(1)

變壓器耦合乙類推挽功放(2)

互補推挽功放二、乙類推挽功率放大器(1)電路結(jié)構(gòu)

Tr1——輸入變壓器，利用次級繞組的中心抽頭將vi(t)

分成兩個幅值相等，極性相反的激勵電壓，分別加在兩管的基射極之間，實現(xiàn)兩管輪流導通。

1.變壓器耦合功放

Tr2——輸出變壓器，隔斷iC1

和iC2中的平均分量，并利用初級繞組的中心抽頭將iC1

和iC2

中的基波分量在RL

中疊加，輸出正弦波。

T1

和T2——特性配對、相同導電類型的

NPN

功率管(2)

工作原理(忽略射結(jié)導通壓降)vi1(t)＞0

時，vi2(t)＜0，T1

管導通，T2

管截止，ic1

處于正半周的半個正弦波；

vi2(t)＞0

時，vi1(t)＜0，T2管導通，T1

管截止，ic2處于負半周的半個正弦波。iC1和iC2

中的基波分量在RL

中疊加，輸出正弦波。

優(yōu)點：可實現(xiàn)阻抗變換。缺點：體積大、效率低、低頻和高頻特性較差。(1)

電路特點T1

與T2—功率管互補對稱(2)

工作原理(忽略射結(jié)壓降)vi(t)＞0

時，T1

管(NPN型)

導通，T2管(PNP型)

截止，iC1(≈iE1)

為正半周的半個正弦波；vi(t)＜0

時，T2

管導通，T1

管截止，iC2(≈iE2)為處于負半周的半個正弦波。通過

RL

的電流，合成完整的正弦波。

2.互補推挽電路(OCL)Outputcapacitor-less小結(jié)：上述功率放大器，為實現(xiàn)器件輪流導通：乙類功放電路輸入激勵信號功率管管型管外電路變壓器耦合乙類功率放大器極性相反對管，管型相同均避免了直流功率的損失互補推挽乙類功率放大器極性相同對管，管型不同靜態(tài)工作點：

3.乙類推挽功率放大器的性能分析

(1)推挽電路的組合特性

vi(t)負半周，T2導通，負載線是自Q點出發(fā)，斜率為的直線AQ

。

雖然集電極電流是半個正弦波，但集射極交流電壓是完整正弦波。

vi(t)

正半周，T1導通，負載線是自Q

點出發(fā)，斜率為的直線AQ；

①一般性能分析在0≤ωt≤

時，

≤ωt≤2時，iC1=0iC2=Icmsinωt

相應(yīng)的集射極間電壓：VCE2=-

VCC+VcmsinωtVCE1=VCC

-

Vcmsinωt(2)性能分析(忽略失真)通過RL

的電流：

相應(yīng)產(chǎn)生的電壓：

RL上的輸出功率：PL=Po=VcmIcm/2=I2cmRL/2

正負電源總的直流功率：

PD=PD1＋PD2=2VCCI平均=2VCCIcm/令VCES=0，ICEO=0，則Vcm=VCC，Icm=VCC/RL②若充分激勵相應(yīng)輸出功率Po和電源輸出功率PD達到最大，即

比甲類高

③若激勵不足Vcm減小，引入電源電壓利用系數(shù)

，表示Vcm的減小程度

定義=Vcm/VCC

兩管集電極管耗:其值為:分析：當輸入激勵由大減小，即減小時，Po、PD、η均單調(diào)減小，而PC1

和PC2

的變化非單調(diào) 時最大，(3)管安全由

增大VCC，減小

RL，且輸入充分激勵，輸出功率將增大，但最后受到下列安全工作條件的限制：<<PC1max=PC2max=0.2Pomax<PCM或

取其中的小值4.3.1乙類互補推挽功率放大電路在構(gòu)成乙類互補推挽功率放大器實際電路時，必須考慮偏置，功率配對和保護等問題。一、交越失真和偏置電路4.3乙類推挽功率放大電路在零偏置情況下，考慮到導通電壓的影響，輸出電壓波形在在銜接處出現(xiàn)嚴重失真，稱交越失真。在輸入端為兩管加合適的正偏電壓，使其工作在甲乙類。

由傳輸特性圖可見：只要VBB取值合適，上下兩路傳輸特性起始段的彎曲部分就可相互補償，合成傳輸特性趨近于直線，在輸入正弦電壓激勵下，得到不失真的輸出電壓。(2)克服交越失真的基本途徑①二極管偏置電路

②vBE

倍增電路由于二極管的正向交流結(jié)電阻很小，可認為交流短路，因此偏置電路不影響輸入信號vi(t)

的傳輸。

在集成電路中偏置二極管會由三極管取代。(3)常用電路1.二極管偏置電路(1)

電路

直流：由T3、R1、R2

組成，且由電流源

IR

激勵，為互補功率管T1、T2

提供偏置電壓VBB。交流：T3、R1

構(gòu)成電壓負反饋電路，反饋電路的電阻很小，幾乎不影響輸入信號的傳輸。2.vBE

倍增電路則：VBE3=VTln(IE3/IS)VTln(IR/IS)若T3

管的足夠大，基極電流IB3

可忽略，則VBE3又是VBB通過R1在R2上的分壓值，即偏置電路提供的偏置電壓VBB是VBE3的倍增值，且其值受R1和R2

控制，故稱為VBE

倍增電路。(2)

倍增原理I1<<IC3，且T1

和T2管的靜態(tài)基極電流又可忽略溫度升高時，VBE3，VBB

,阻止了功率管ICQ的增加。是具有熱補償作用的高熱穩(wěn)定性偏置電路。

(3).熱補償

二、單電源供電的互補推挽電路(OTL)

Outputtransformerless

(1)

單電源供電；

(3)

負載串接大容量隔直電容CL。VCC與兩管串接，若兩管特性配對，則VO=VCC/2由輸入端的直流工作點提供，CL

實際上等效為電壓等于VCC/2

的直流電源。1.電路特點(2)

輸入信號直流偏置VI

=VCC/2

2.

工作原理

T1

管的直流供電電壓：VCC

VO＝VCC/2，T2

的供電電壓：

0

VO＝VCC/2。單電源供電電路等效為VCC/2和VCC/2

的雙電源供電電路。

互補推挽電路要求兩只功率管特性配對，難以實現(xiàn)。

2.

解決辦法采用復合管取代互補管，構(gòu)成準互補推挽電路。

3.電路

復合管T1、T2

等效為NPN

型管，

復合管T3(PNP型)

與T4

等效為PNP

型管

三、準互補推挽電路

1.問題的提出

其中，T1、T3

為小功率管，它們之間是互補的，T2、T4

為大功率管，它們是同型，便于特性配對，故稱為準互補推挽電路。R1，R2(幾百)——減小復合管的反向飽和電流。

四、保護電路 實際中，往往會發(fā)生異常情況。例如，負載短路，致使通過功率管的電流迅速增大，一旦超過極限參數(shù)，造成管子損壞。因此大功率功放，應(yīng)設(shè)有:過流，過壓、過熱保護電路。1.

過流保護電路

(1)

保護電路T1、T2

為保護管，R1、R2

為過流取樣電阻。

(2)

保護原理

以保護管T1

為例

正常時，VR1＜VBE1(on)，T1

截止，不起保護作用。異常時，VR1＞VBE1(on)，T1導通，分流T3

管的輸入激勵電流，限制T3

管的輸出電流，起到了限流保護作用。T2

對T4

的限流保護作用同上。 若要求功率管充分利用，輸出最大信號功率，則RL

上的信號電壓振幅達到接近電源電壓(單電源時，接近VCC/2)。為此，要求輸入激勵級為互補功率管提供振幅接近電源電壓的推動電壓。原因： 互補推挽功率放大器中的功率管接成射極跟隨器，電壓增益小于1。五、輸入激勵電路電路

T3—輸入激勵級

R—T3的負載影響輸出信號電壓振幅的因素

交流負載r≈R∥ri＜R，則交流負載線Ⅱ所示，T3

管的最大輸出信號電壓振幅受到截止失真的限制，其值小于VCC/2。

若使r＞R，則交流負載線Ⅲ所示，輸出信號電壓振幅不受截止失真限制，可接近VCC/2。

改進電路(1)

電流源構(gòu)成有源負載放大器，直流電阻小，交流電阻大。(2)

采用自舉電路

將R1R2

取代R

，接入大容量電容C2。作用：對交流近似短路，交流電位由O

經(jīng)

C2

自舉到C

點，即vC

vO。原理：由于互補輸出級的電壓增益接近于1，因而vB

vO

vC，通過R2的交流電流i0，因而從B點向虛線框看進去的交流電阻(vB/i)很大，趨于無窮，T3

的交流負載電阻便近似等于T1(或T2)

電路的輸入電阻?？偨Y(jié)：互補對稱功放的類型互補對稱功放的類型

雙電源電路OCL電路單電源電路OTL電路例： 在圖示電路中，已知二極管的導通電壓UD＝0.7V，晶體管導通時的│UBE│＝0.7V，T2和T4管發(fā)射極靜態(tài)電位UEQ＝0V。試問：（2）設(shè)R2＝10kΩ，R3＝100Ω。若T1和T3管基極的靜態(tài)電流可忽略不計，則T5管集電極靜態(tài)電流為多少？

（1）T1、T3和T5管基極的靜態(tài)電位各為多少？（3）若靜態(tài)時iB1＞iB3，則應(yīng)調(diào)節(jié)哪個參數(shù)可使iB1＝iB2？如何調(diào)節(jié)？（4）電路中二極管的個數(shù)可以是1、2、3、4嗎？你認為哪個最合適？為什么？（5）已知T2和T4管的飽和管壓降│UCES│＝2V，靜態(tài)時電源電流可忽略不計。試問負載上可能獲得的最大輸出功率Pom和效率η各為多少？解：（1）T1、T3和T5管基極的靜態(tài)電位分別為

UB1＝1.4VUB3＝－0.7VUB5＝－17.3V

（2）靜態(tài)時T5管集電極電流為（3）若靜態(tài)時iB1＞iB3，則應(yīng)增大R3。（4）采用如圖所示兩只二極管加一個小阻值電阻合適，也可只用三只二極管。這樣一方面可使輸出級晶體管工作在臨界導通狀態(tài)，可以消除交越失真；另一方面在交流通路中，D1和D2管之間的動態(tài)電阻又比較小，可忽略不計，從而減小交流信號的損失。（5）最大輸出功率和效率分別為當ui<0時，VT2和VT3管導通，VT1和VT4管截止，電流如圖中虛線所示，負載上獲得負半周電壓。圖中四只晶體管特性對稱，靜態(tài)時均處于截止狀態(tài)，負載上電壓為零。當ui>0時，VT1和VT4管導通，VT2和VT3管截止，電流如圖中實線所示，負載上獲得正半周電壓；4.3.2橋式推挽功率放大電路(BTL) Bridge-TiedLoad橋式推挽功率放大電路(BTL)所用的管子數(shù)量最多，難于做到四只管子的特性理想對稱；且管子的總損耗大，必然使轉(zhuǎn)換效率降低；電路的輸入、輸出均無接地點，因此有些場合不適用。LM386是一種音頻集成功放，具有自身功率低、電壓增益可調(diào)整、電源電壓范圍大、外接元件少和總諧波失真小等優(yōu)點。4.4集成功率放大電路4.4.1集成功率放大器LM386簡介1.典型應(yīng)