一種反激同步整流DC-DC變換設(shè)計(jì)(完整版)實(shí)用資料

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一種反激同步整流DC-DC變換設(shè)計(jì)（完整版）實(shí)用資料(可以直接使用，可編輯完整版實(shí)用資料，歡迎下載）一種反激同步整流DC-DC變換器設(shè)計(jì)引言：低壓大電流DC-DC模塊電源一直占模塊電源市場(chǎng)需求的一半左右，對(duì)其相關(guān)技術(shù)的研究有著重要的應(yīng)用價(jià)值。模塊電源的高效率是各廠家產(chǎn)品的亮點(diǎn)，也是業(yè)界追逐的重要目標(biāo)之一。同步整流可有效減少整流損耗，與適當(dāng)?shù)碾娐吠負(fù)浣Y(jié)合，可得到低成本的高效率變換器。本文針對(duì)36V-75V輸入，3.3V/15A輸出的二次電源模塊，在分析同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)上，根據(jù)同步整流的特點(diǎn)，選擇出適合于自驅(qū)動(dòng)同步整流的反激電路拓?fù)?，進(jìn)行了詳細(xì)的電路分析和試驗(yàn)。反激同步整流基本的反激電路結(jié)構(gòu)如圖1。其工作原理：主MOSFETQ1導(dǎo)通時(shí)，進(jìn)行電能儲(chǔ)存，這時(shí)可把變壓器看成一個(gè)電感，原邊繞組電流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp決定，磁芯不飽和，則Ip線性增加；磁芯內(nèi)的磁感應(yīng)強(qiáng)度將從Br增加到工作峰值Bm；Q1關(guān)斷時(shí)，原邊電流將降到零，副邊整流管開通，感生電流將出現(xiàn)在副邊；按功率恒定原則，副邊安匝值與原邊安匝值相等。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通期間，變壓器內(nèi)磁通增量△Φ應(yīng)等于反激期間內(nèi)的磁通變化量，即：△Φ＝VsTon/Np＝Vs'Toff/Ns從此式可見，如果磁通增量相等的工作點(diǎn)穩(wěn)定建立時(shí)，變壓器原邊繞組每匝的伏－秒值必然等于副邊每匝繞組的伏－秒值。反激變換器的拓?fù)鋵?shí)際就是一個(gè)BUCK－BOOST組合的變換器拓?fù)涞膽?yīng)用，而且如果副邊采用同步整流，電路總是工作于CCM的模式下，其電壓增益M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K為原副邊匝數(shù)比)用PMOSFET和MOSFET替代圖1中的蕭特基二極管，可以實(shí)現(xiàn)同步整流的4種電路結(jié)構(gòu)如圖2和圖3反激電路的開關(guān)電壓波形見圖4，是標(biāo)準(zhǔn)的矩形波，非常適合同步整流驅(qū)動(dòng)。設(shè)計(jì)的關(guān)鍵點(diǎn)在于同步整流管的位置與驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)配合、波形的整形限幅和死區(qū)控制。反激同步整流驅(qū)動(dòng)電路選擇同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式有三種：第一種是外加驅(qū)動(dòng)控制電路，優(yōu)點(diǎn)是其驅(qū)動(dòng)波形的質(zhì)量高，調(diào)試方便。缺點(diǎn)是：電路復(fù)雜，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究?jī)r(jià)值，基本沒有應(yīng)用價(jià)值。圖5是簡(jiǎn)單的外驅(qū)電路，R1D1用于調(diào)整死區(qū)。該電路的驅(qū)動(dòng)能力較小，在同步整流管的Ciss較小時(shí)，可以使用。圖6是在圖5的基礎(chǔ)上增加副邊推挽驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)，可以驅(qū)動(dòng)Ciss較大的MOSFET。在輸出電壓低于5V時(shí)，需要增加驅(qū)動(dòng)電路供電電源。1較大的輸出電壓尖峰導(dǎo)通時(shí)間的初級(jí)峰值電流可由式（4.9）（）計(jì)算出來。導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，初級(jí)即流過值為初級(jí)峰值與匝數(shù)比Np/Ns乘積的電流，該電流會(huì)線性下降。大多數(shù)情況下變壓器的輸出電壓低而輸入電壓高，這將會(huì)造成大的Np/Ns及大的次級(jí)電流。開關(guān)管開始關(guān)斷時(shí)刻，從Co看進(jìn)去的阻抗遠(yuǎn)低于Ro，所有的次級(jí)大電流都流入Co及其等效串聯(lián)電阻Resr。這將產(chǎn)生窄而高的輸出電壓尖峰Ip(Np/Ns)Resr。尖峰的寬度通常小于0.5us（隨時(shí)間常數(shù)ResrCo不同而不同）。通常，電源技術(shù)是以有效或峰-峰基值來規(guī)定輸出電壓紋波要求的。由于這樣高尖峰的有效值很小，當(dāng)選用大容量輸出濾波電容時(shí)，電流很容易滿足有效值紋波要求，但電源會(huì)輸出危害很大的尖峰電壓。因此通常在反激變換器主儲(chǔ)能電容后加小型LC濾波器。L值和C值很小，因?yàn)樗鼈冎挥謥響]掉寬度小于0.5us的尖峰。雖然該電感明顯比正激變換器的電感小得多，但它仍需占用空間。2需要大容量且能耐高紋波電流的輸出濾波電容輸出紋波主要由濾波電容的等效串聯(lián)電阻ESR決定。可參照紋波要求根據(jù)式（1.10）初步選擇濾波電容。但輸出紋波電壓要求并不能最終決定濾波電容的選擇，而是根據(jù)紋波要求初選的電容的紋波電流額定值決定的。對(duì)于反激變換器，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，全部直流電流由接地端向上流過電容；關(guān)斷時(shí)，同樣大小的電流流過電容以補(bǔ)償開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電容損失的能量。電路導(dǎo)通時(shí)間與復(fù)位時(shí)間之和為開關(guān)周期的80%，則電容紋波電流有效值約為（4.15）若根據(jù)輸出紋波電壓初選的電容不能達(dá)到式（4.15）額定紋波電流的要求，則應(yīng)選擇更大容量的電容，或使用多個(gè)電容并聯(lián)工作。連續(xù)模式反激變換器的設(shè)計(jì)原則1輸出電壓與導(dǎo)通時(shí)間的關(guān)系當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器初級(jí)電壓是（Vdc-1），同名端相對(duì)于異名端是負(fù)的，磁心沿磁滯回線移動(dòng)。開關(guān)管關(guān)斷，勵(lì)磁電流力圖保持不變，使變壓器次級(jí)電壓反向。初次級(jí)電壓都迅速增長(zhǎng)，但是次級(jí)電壓被鉗位在（Vo+1）處（假設(shè)二極管的正向壓降是1V）。假設(shè)初級(jí)直流阻抗為0，若干周期內(nèi)，它不能建立直流電壓。因此，穩(wěn)態(tài)時(shí)，初級(jí)在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)伏秒數(shù)應(yīng)等于關(guān)斷時(shí)的伏秒數(shù)。一周期內(nèi)初級(jí)的平均電壓等于0。這就是說，磁心關(guān)斷期間BH曲線的下降量等于其導(dǎo)通期間BH曲線的上升量。因此有（4.16）因?yàn)闊o(wú)死區(qū)時(shí)間，Ton+Tof，故有（4.17）反饋環(huán)在Vdc增大是降低Ton，在Vdc減小是升高Ton，以保持輸出電壓恒定。2輸入、輸出電流與功率的關(guān)系在下圖4.6中，輸出功率等于輸出電壓與次級(jí)電流脈沖乘積的平均值。因?yàn)镮csr等于次級(jí)電流上升斜率的中間值。所以有如下關(guān)系式公式（4.18）或公式（4.19）由式（4.18）、（4.19）（4.17）假設(shè)效率為80%，即Po=0.8Pin，Icpr等于初級(jí)電流上升斜坡的中間值，則有如下關(guān)系式公式（4.20）圖4.6不連續(xù)模式下反激變換器的電流—導(dǎo)通時(shí)間關(guān)系圖。電流在開關(guān)管關(guān)斷期間被送到負(fù)載。直流輸入電壓恒定時(shí)，Ton和Toff保持恒定。反饋環(huán)通過改變初級(jí)電流Icpr和次級(jí)電流Icsr的值實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電流的調(diào)整3最小直流輸入是連續(xù)模式下的電流斜坡幅值連續(xù)模式的起點(diǎn)是初級(jí)電流出現(xiàn)前段階躍的時(shí)刻。此階躍在初級(jí)平均電流值等于斜幅dIp的一半時(shí)出現(xiàn)，這個(gè)值是使電路仍處于連續(xù)模式的最小值。從式（4.20）可看出，Icpr與輸出功率成正比，則對(duì)應(yīng)最下輸出功率為公式（4.21）斜坡值率dI的值為公式式中，Lp是初級(jí)勵(lì)磁電感。則有（4.22）式中，Po是最小額定輸出功率，ton是在輸入直流電壓最小時(shí)由式（4.17）計(jì)算而得的最大導(dǎo)通時(shí)間。4不連續(xù)與連續(xù)模式反激變換器的設(shè)計(jì)實(shí)例綜合資訊在線閱讀原文閱讀在線商城下載專區(qū)DATASHEET技術(shù)論壇商務(wù)頻道嵌入式系統(tǒng)單片機(jī)DSPEDA/PLD接口電路存儲(chǔ)技術(shù)顯示光電電源技術(shù)傳感/控制模擬技術(shù)通信網(wǎng)絡(luò)無(wú)線通信電測(cè)儀表消費(fèi)電子汽車電子所在的位置:首頁(yè)→技術(shù)文章→電源技術(shù)→正文入門最佳:OK-2440-IIIS3C2440ARM9開發(fā)板(開發(fā)板+培訓(xùn)教程+源碼+開發(fā)工具紅色颶風(fēng)II代-Altera版USB2.0-CY7C68013-128S開發(fā)板紅色颶風(fēng)II代-Xilinx版一種基于正激變換器的開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法發(fā)布日期:2006-03-15作者:鄭慧湯天浩韓金剛來源:變頻器世界摘要:本文通過對(duì)正激變換器拓?fù)溥M(jìn)行等效變換,推導(dǎo)出其參數(shù)計(jì)算公式,并用Pspice對(duì)正激變換器電路進(jìn)行仿真驗(yàn)證。最后,設(shè)計(jì)一個(gè)以雙管正激電路為主電路的開關(guān)電源,并給出了Pspice的仿真結(jié)果。關(guān)鍵詞:正激變換器等效變換參數(shù)計(jì)算Pspice仿真開關(guān)電源1引言經(jīng)過多年的發(fā)展,開關(guān)電源技術(shù)已經(jīng)取得了很大成功,其應(yīng)用也十分普遍和廣泛。但因其結(jié)構(gòu)復(fù)雜,涉及的元器件較多,以及要降低成本、提高可靠性,仍存在一些問題需要解決。例如:電源的設(shè)計(jì)和生產(chǎn)需要較高的技術(shù)支持;電路的調(diào)試要有實(shí)際經(jīng)驗(yàn),也有一定的難度。對(duì)于第一個(gè)問題,由于目前各種開關(guān)電源雖然形式多樣,結(jié)構(gòu)各異,但其大都源于幾種基本的DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),或者是這些基本電路組合,因此,可以對(duì)幾種基本DC-DC變換器進(jìn)行分析,將已有的電路設(shè)計(jì)公式應(yīng)用于實(shí)際開關(guān)電源的設(shè)計(jì)。對(duì)于第二個(gè)問題,隨著計(jì)算機(jī)硬件和軟件的發(fā)展以及仿真技術(shù)的不斷完善,人們可以利用仿真技術(shù)來解決開關(guān)電源產(chǎn)品開發(fā)和生產(chǎn)中存在的問題。本文在對(duì)基本的Buck變換器電路拓?fù)浞治龅幕A(chǔ)上,對(duì)與之相關(guān)的正激變換器和雙管正激變換器進(jìn)行了分析,發(fā)現(xiàn)可以通過等效變換,從Buck變換電路的設(shè)計(jì)公式中推導(dǎo)出正激變換和雙管正激變換電路的參數(shù)計(jì)算公式;此外,采用Pspice仿真軟件進(jìn)行了電路仿真試驗(yàn),仿真結(jié)果證明了開關(guān)電源電路設(shè)計(jì)的正確性。2Buck變換的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與參數(shù)設(shè)計(jì)基本Buck變換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,由電壓源Vi、串聯(lián)開關(guān)S、續(xù)流二極管VD和由LC組成的電流負(fù)載組合而成,其中L的大小決定輸出電流紋波,而輸出電壓紋波則由C決定,這是最基本的一種直流變換器。圖1基本的Buck變換器文獻(xiàn)[1]給出了Buck變換器的電路設(shè)計(jì)公式,根據(jù)Buck變換器的輸出公式:TIOMAP3530開發(fā)平臺(tái)888元51單片機(jī)系列國(guó)內(nèi)最超值的單片機(jī)學(xué)習(xí)開發(fā)系統(tǒng)ELITE-III單片機(jī)學(xué)習(xí)開發(fā)系統(tǒng)-支持ATMEL、STC、WINBOND、SST四種芯片編程-支持USB接口編程-功能強(qiáng)大-精美包裝ELITE-IV單片機(jī)開發(fā)系統(tǒng)248元單片機(jī)讀寫U盤方案-SL811HST開發(fā)套件ARM開發(fā)板系列Basic2410+3.5寸套裝lVGA1024*768S-video接口lwinceBSP6.0OK-2440-III+3.5寸套裝(送配套教材書Micro2440開發(fā)板+3.5NEC套裝式中:ρ為占空比,且有:ρ=ton/T,則ρ=Vo/Vi。電感L的計(jì)算公式為:式中:f為開關(guān)頻率;Iomin為輸出最小電流。而電容C的計(jì)算公式為:式中:ΔVo為輸出電壓紋波。3正激變換的公式推導(dǎo)3.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作模式一個(gè)單管正激變換器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示,由于正激變換器是在基本的Buck型變換器基礎(chǔ)上多了一個(gè)隔離變壓器T1、一個(gè)二極管VD1和一個(gè)由回收繞組N3和箝位二極管VD3構(gòu)成的復(fù)位電路。由于電路形式發(fā)生了變化,所以設(shè)計(jì)時(shí)不能直接使用上述基本Buck變換器的參數(shù)計(jì)算公式。本文通過對(duì)正激變換器工作模式的分析,采用等效變換方法將正激變換器等效為一個(gè)基本的Buck變換電路,由此可將基本Buck變換電路的參數(shù)計(jì)算公式(2和(3推廣到一類正激變換器的參數(shù)計(jì)算,建立新的設(shè)計(jì)公式。圖2單管正激變換器主電路結(jié)構(gòu)正激變換器的工作模式為:(1當(dāng)V1導(dǎo)通時(shí),二極管VD1導(dǎo)通,輸入電網(wǎng)經(jīng)變壓器耦合向負(fù)載傳輸能量,此時(shí),濾波電感L1儲(chǔ)能;(2當(dāng)V1截止時(shí),二極管VD1截止,電感L1中產(chǎn)生的感應(yīng)電勢(shì)使續(xù)流二極管VD2導(dǎo)通,電感L1中儲(chǔ)存的能量通過二極管VD2向負(fù)載釋放。3.2等效變換與參數(shù)計(jì)算根據(jù)對(duì)正激變換器工作模式的分析,可以發(fā)現(xiàn)二極管VD1的通斷與開關(guān)管V1的通斷同步,因此可以將二極管VD1用一個(gè)等效開關(guān)管V代替,如果可以忽略V1的導(dǎo)通壓降,則變壓器副邊繞組的感生電壓為:式中:k為變壓器的匝比,且有k=N1/N2。如果用一個(gè)大小為Vi′的電壓源代替變壓器副邊繞組,就可以將整個(gè)正激變換器的輸出邊等效變換為mini2440開發(fā)板+NEC3.5TE-2440-II開發(fā)板l雙網(wǎng)口lCAN總線lVGA接口l工業(yè)設(shè)計(jì)FPGA/CPLD開發(fā)板系列紅色颶風(fēng)II代-Altera版(EP1C6Q240FPGA開發(fā)板紅色颶風(fēng)II代-Xilinx版(XC3S400FPGA開發(fā)板NIOSII2.1——EP1C6FPGA開發(fā)板FPGAEP1C6開發(fā)板NIOSII2.1——EP1C12開發(fā)板CycloneIIEP2C8音頻開發(fā)板EPM7128CPLD開發(fā)板EPM1270T144CCPLD開發(fā)板一個(gè)基本的Buck變換器。等效電路如圖3所示,圖中用開關(guān)V代替了圖2電路中的開關(guān)管V1與二極管VD1的作用。由此,通過等效變換的正激變換器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與圖1所示的基本Buck變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一致。這樣,就可以采用基本Buck變換器的參數(shù)計(jì)算公式(2和(3來設(shè)計(jì)正激變換器。圖3等效Buck變換器由圖3可將公式(2和(3推廣,得到等效后的正激變換器參數(shù)計(jì)算:(1占空比的計(jì)算:(2濾波電感的計(jì)算:(3濾波電容的計(jì)算:式(5、(6和(7即為正激變換器的參數(shù)計(jì)算公式,從式(5可知占空比不僅與輸入輸出電壓有關(guān),還跟變壓器的匝比有關(guān),與式(2和式(3相比,濾波電容與電感的計(jì)算也多了一個(gè)變壓器的匝比參數(shù)k。3.3計(jì)算公式驗(yàn)證現(xiàn)通過Pspice仿真來驗(yàn)證所推公式的正確性。設(shè)計(jì)一個(gè)正激變換器,要求其輸入電壓為48VDC,輸出電壓為12VDC,輸出電流為5A,輸出電壓紋波分量ΔVo為1V,開關(guān)頻率f為50kHz。先選定ρ=0.4,即ton=8μs,再由式(5、(6和式(7算出變壓器的匝數(shù)比為1.6,L1=15μH,C1=24μF,而RL=Vo/Io=2.4Ω。在Pspice下繪制電氣原理圖,并對(duì)其進(jìn)行暫態(tài)時(shí)域分析,仿真時(shí)間設(shè)為1ms。仿真輸出電壓波形如圖4所示,可以看出,其輸出電壓在0.2ms后就已經(jīng)穩(wěn)定在所要求的12V上了,其輸出紋波也完全符合要求,從而證明前面所推公式是正確的。USBBlaster下載器DSP開發(fā)板系列DSP2812S-STUDY-KIT開發(fā)板DSP2812+USB2.0CY7C68001學(xué)習(xí)開發(fā)平臺(tái)DSP2812-Pro多功能開發(fā)板DSP2407A+USB2.0+NET開發(fā)板DSP28335Lite學(xué)習(xí)開發(fā)板DSP28335S學(xué)習(xí)開發(fā)板DSP5509S-STUDY-KIT學(xué)習(xí)開發(fā)板DSP5416+FPGA1C6+USB2.0CY7C68001開發(fā)板DSP5402網(wǎng)絡(luò)語(yǔ)音開發(fā)板DSP+CPLD+單片機(jī)學(xué)習(xí)板XDS510-USB2.0仿真器USB2.0/CAN總線開發(fā)板系列USB2.0-CY7C68013A-56開發(fā)板USB2.0-CY7C68013-128S開發(fā)板無(wú)線通信開發(fā)板系列無(wú)憂無(wú)線nRF9e5SOC開發(fā)平臺(tái)無(wú)憂無(wú)線nRF24Z1高保真數(shù)字音頻傳輸開發(fā)平臺(tái)圖4雙管正激變換器主電路4開關(guān)電源設(shè)計(jì)舉例現(xiàn)利用上述方法,設(shè)計(jì)一個(gè)雙管正激型開關(guān)穩(wěn)壓電源,要求輸入電壓為48VDC,輸入變化范圍為±5%,輸出電壓為12VDC,輸出電壓紋波范圍為1V,輸出電流為5A,開關(guān)頻率為50kHz。(1主電路參數(shù)計(jì)算選取雙管正激電路作為開關(guān)穩(wěn)壓電源的主電路,如圖5所示。其工作原理與單管正激變換器相同,只是這里的兩個(gè)開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷,且因?yàn)橛蠽DA、VDB,不需另外的復(fù)位電路?？刂齐娐穭t采用簡(jiǎn)單的電壓控制模式。圖5雙管正激變換器主電路這里可以直接用正激變換器的公式計(jì)算其參數(shù)。由設(shè)計(jì)要求可知T=1/f=20μs,R=Vo/Io=2.4Ω,Iomin=11.5V/2.4Ω=4.79A。由于雙管正激電路占空比最大只能為0.5,因此可以選取當(dāng)輸入為45.6V(輸入電壓最小時(shí),占空比為0.45,然后由式(5算出變壓器的變比為7/4,由式(6求出電感L=13μH,根據(jù)式(7解出電容C=25μF。(2控制電路參數(shù)計(jì)算開關(guān)電源采用占空比控制方式,可分為電壓模式控制和電流模式控制兩大類。電壓模式控制僅有一個(gè)電壓控制環(huán),電流模式控制中還存在電流內(nèi)環(huán)。這里采用電壓模式控制,如圖6所示,運(yùn)算放大器U1為電壓控制器,運(yùn)算放大器U2為比較器。其控制原理為,取樣于輸出電壓的反饋電壓uf與給定電壓V3相比較,經(jīng)過比例積分環(huán)節(jié),輸出電壓再與鋸齒波V1比較,產(chǎn)生一個(gè)PWM波,去驅(qū)動(dòng)開關(guān)管。圖6開關(guān)穩(wěn)壓電源的控制電路控制電路采用PI電壓調(diào)節(jié)器,需要確定的參數(shù)有C2、R3和R2,還有輸出采樣電阻。選取取樣電壓為輸出電壓的1/6,取樣電阻的值最后根據(jù)調(diào)試結(jié)果確定。根據(jù)不同要求的輸出電壓,調(diào)節(jié)可變電阻R6,以獲得相應(yīng)的給定電壓。取截止頻率為開關(guān)頻率的1/20,即τ=0.0004s。取R2