無電解電容永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)控制策略綜述

無電解電容永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)控制策略綜述羅慧;陳威龍;尹泉【摘要】永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)在家用電器中有著廣泛應(yīng)用,電解電容是系統(tǒng)中最薄弱的部分，制約著系統(tǒng)的壽命.近幾年無電解電容永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)成為主要的研究熱點，國內(nèi)夕卜很多學(xué)者針對無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)提出各種各樣的控制策略.無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的控制策略主要目的是實現(xiàn)高功率因數(shù)抑制輸入電流諧波.分析了無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想，對實現(xiàn)高功率因數(shù)的功率控制策略進(jìn)行歸納和分類.最后，綜合比較不同控制策略的優(yōu)缺點，給出了無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的研究建議.【期刊名稱】《電氣傳動》【年(卷)，期】2019(049)004【總頁數(shù)】8頁(P11-18)【關(guān)鍵詞】永磁同步電機(jī);控制策略;無電解電容;高功率因數(shù)【作者】羅慧;陳威龍伊泉【作者單位】華中科技大學(xué)自動化學(xué)院，湖北武漢430074;華中科技大學(xué)自動化學(xué)院湖北武漢430074;華中科技大學(xué)自動化學(xué)院，湖北武漢430074【正文語種】中文【中圖分類】TM341隨著功率電子技術(shù)的快速發(fā)展，永磁同步電機(jī)(PMSM)變頻驅(qū)動系統(tǒng)在家用電器中得到了廣泛應(yīng)用。目前，傳統(tǒng)永磁同步電機(jī)變頻驅(qū)動系統(tǒng)主要由整流器、功率因數(shù)校正(powerfactorcorrection，PFC)電路、電解電容、逆變器和PMSM組成，如圖1所示。母線端用大容量的電解電容來維持母線電壓恒定，保證電機(jī)有足夠的運(yùn)行電壓。據(jù)統(tǒng)計［1-3］，母線端電解電容是永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中最薄弱的部分。由于電流紋波和溫度易使電解液蒸發(fā)，高質(zhì)量電解電容的壽命僅為10000h左右，電解電容的低壽命大大降低了系統(tǒng)的可靠性。此外，電解電容體積大和重量大的缺點制約了系統(tǒng)往小型化方向發(fā)展。因母線大容量電解電容的存在，不控整流二極管的導(dǎo)通角小，輸入電流嚴(yán)重失真，電流諧波大大增加，輸入功率因數(shù)變差，嚴(yán)重污染電網(wǎng)質(zhì)量。為了使輸入電流滿足IEC—61000—3—2諧波標(biāo)準(zhǔn)［4］，需要加入PFC電路［5-6］。PFC電路一般由電抗器和開關(guān)器件組成，電抗器和開關(guān)器件增加了系統(tǒng)的損耗和成本，同時使系統(tǒng)體積變大。圖1傳統(tǒng)永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1StructureoftraditionalPMSMdrivingsystem薄膜電容的壽命遠(yuǎn)高于電解電容，采用高可靠性的小容量薄膜電容取代大容量電解電容，能解決上述問題。母線端使用小容量薄膜電容，一般只有幾個pF或者幾十代，不控整流二極管的導(dǎo)通角變大，通過合理的控制策略能顯著提高輸入功率因數(shù)，輸入電流能夠滿足諧波標(biāo)準(zhǔn)，不需要額外加入PFC電路。無電解電容技術(shù)是永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的研究熱點。國內(nèi)外卜很多學(xué)者針對無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)設(shè)計出各種控制策略［7-10］。無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的類型有三相供電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和單相供電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文主要針對單相供電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。目前，無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的研究主要集中在圖2虛線框所示功率控制策略的設(shè)計，控制策略研究重點是如何實現(xiàn)高功率因數(shù)，降低輸入電流諧波含量。本文分析了無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想，對實現(xiàn)高功率因數(shù)的功率控制策略進(jìn)行歸納和分類，并通過比較不同控制策略的優(yōu)缺點，給出了無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的研究建議。圖2無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)控制框圖Fig2Theblockdiagramofmotordrivingsystemwithoutelectrolyticcapacitor1實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想在無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，根據(jù)功率守恒定律，逆變器輸出功率等于輸入功率和母線電容功率的差值，如下式所示：輸入功率為式中：ug，ig分別為輸入電壓和輸入電流；Ug，Ig分別為輸入電壓幅值和輸入電流幅值；eg為輸入電壓相位。由于母線端沒有存儲大能量的能力，母線電壓跟隨輸入電壓波動，母線電壓如下式所示：式中：sgn()為符號函數(shù)。母線電容功率為式中：udc,icap分別為母線電容電壓和電流；3g,Cdc分別為電網(wǎng)角頻率和母線電容容量。逆變器實際輸出功率為式中：ud,uq分別為d,q軸電壓；id,iq分別為d,q軸電流；Ld,Lq分別為d,q軸電感；3re,Wf分別為電角速度和永磁磁鏈。由式(5)可知，逆變器實際輸出功率Pinv包含3部分：第1部分為電機(jī)電感所存儲的脈變功率；第2部分為電機(jī)銅耗功率，定子電阻所消耗的功率；第3部分為電機(jī)軸上所輸出的電磁功率。已知輸入功率因數(shù)的計算方式如下式：式中：I為輸入總電流有效值；I1為基波電流有效值；中為輸入電壓和輸入電流的相位差。由式（6）可知，減少輸入電流諧波含量和電壓與電流的相位差，能提高輸入功率因數(shù)。當(dāng)輸入電流為50Hz的正弦波且與輸入電壓同相位，能達(dá)到單位功率因數(shù)。逆變器輸出功率和輸入功率及母線電容功率的關(guān)系如圖3所示。由于母線電容功率較小，輸入功率近似等于逆變器輸出功率。忽略母線電容功率，逆變器輸出功率和輸入電流的關(guān)系如下：由式（7）可知，合理控制逆變器輸出功率，即可控制輸入電流波形，使輸入電流為正弦波且與輸入電壓同相位，從而實現(xiàn)高功率因數(shù)。實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想就是控制逆變器輸出功率。圖3功率波形圖Fig.3Thewaveformsdiagramofpower近年來，國內(nèi)外關(guān)于無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)控制策略研究的主要目的是對逆變器輸出功率進(jìn)行控制，從而實現(xiàn)高功率因數(shù)，抑制輸入電流諧波。逆變器輸出功率控制策略主要分為2種：間接功率控制法和直接功率控制法。間接功率控制法通過傳統(tǒng)的雙閉環(huán)電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)進(jìn)行控制，使電機(jī)電流跟隨母線電壓波動，從而影響逆變器輸出功率；直接功率控制法是將逆變器輸出功率弓1入閉環(huán)控制，通過閉環(huán)調(diào)節(jié)直接控制逆變器輸出功率。2功率控制策略2.1間接功率控制法由于母線電容很小，文獻(xiàn)［11］忽略母線電容功率、電機(jī)銅耗功率和電感所存儲的脈變功率，將式（1）簡化為在滿足輸出轉(zhuǎn)矩要求的情況下，將速度調(diào)節(jié)器的輸出作為q軸電流參考幅值，式（8）等效成下式：文獻(xiàn)［11］的控制策略如圖4所示，該方法中，q軸電流參考的波動和輸入功率的波動一致，能實現(xiàn)間接調(diào)節(jié)逆變器的輸出功率，使逆變器輸出功率的波動跟隨輸入功率波動，一定程度上能實現(xiàn)高功率因數(shù)，輸入電流接近正弦波。但要求速度調(diào)節(jié)器的帶寬應(yīng)足夠低，以保證速度調(diào)節(jié)器的輸出接近一個恒值，這將導(dǎo)致電機(jī)的速度響應(yīng)變慢。圖4q軸電流參考生成策略Fig.4Thereferencegenerationstrategyofq-axiscurrent在傳統(tǒng)電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，電機(jī)最大工作電壓受到逆變器最大輸出電壓的限制，因此，電機(jī)的工作轉(zhuǎn)速受到限制。如果想進(jìn)一步提升電機(jī)的最大轉(zhuǎn)速，需對電機(jī)進(jìn)行弱磁控制［12］。電機(jī)正常運(yùn)行過程中，電機(jī)d,q軸電壓應(yīng)滿足電壓圓約束方程：無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)弱磁控制的目的不同于傳統(tǒng)電機(jī)系統(tǒng)增速的目的，而是為了提高輸入功率因數(shù)。在無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，由于母線電壓以2倍工頻波動，在母線電壓較低時，電機(jī)反電動勢較大，逆變器輸出電壓不足以維持電機(jī)正常運(yùn)行，電流跟隨性能變差，電機(jī)電流的畸變增加了輸入電流諧波含量，降低了輸入功率因數(shù)。所以，需對電機(jī)進(jìn)行弱磁控制，降低電機(jī)反電動勢，以滿足電壓圓約束要求。忽略了定子電阻和感抗上的壓降，根據(jù)式（10）推導(dǎo)出d軸電流的給定策略［11］如下式：這種方法考慮了母線電壓波動對電機(jī)的影響，方法容易實現(xiàn)，提高了輸入功率因數(shù)。由于在母線電壓較低時，d，q軸上感抗壓降較大，忽略這2項，使得d軸電流給定不滿足電壓圓約束。母線電壓波動會引起d軸電流波動，加劇電壓裕度的不足。此外，該方法涉及到電機(jī)參數(shù)和母線電壓，參數(shù)會隨著工況的變化發(fā)生改變，參數(shù)的魯棒性低，系統(tǒng)的控制性能較差。電機(jī)轉(zhuǎn)矩會隨著q軸電流以2倍工頻波動，加大電機(jī)轉(zhuǎn)矩控制難度，降低電機(jī)控制性能。轉(zhuǎn)矩的波動影響著逆變器輸出功率，降低低次轉(zhuǎn)矩諧波，能降低逆變器輸出功率低次諧波含量，從而減少輸入電流的低次諧波含量。文獻(xiàn)［13］為了減小轉(zhuǎn)矩低次諧波含量，提出了q軸電流參考波形是梯形波。在母線電壓較高時，速度調(diào)節(jié)器的輸出直接作為q軸電流參考，在母線電壓較低時，q軸電流參考為0。該方法沒有考慮到母線電壓的波動，輸入功率因數(shù)較低。文獻(xiàn)［14］分析了輸入電流、母線電容電流和逆變器輸入電流之間的關(guān)系，考慮到逆變器輸入電流滯后于母線電壓，對文獻(xiàn)［14］中q軸電流參考生成策略做了改進(jìn)：式中：昭為逆變器輸入電流滯后于母線電壓的相角。文獻(xiàn)［15］提出了〃平均電壓約束”的概念，通過狀態(tài)反饋對d軸電流進(jìn)行動態(tài)調(diào)節(jié)。由于母線電壓大幅度波動，難以保證時時刻刻滿足電壓圓約束，只要在1個周期內(nèi)平均電壓裕度滿足即可。如圖5為平均電壓約束的d軸電流給定策略。圖5平均電壓約束的d軸電流給定策略Fig.5Thed-axiscurrentreferencestrategyofaveragevoltageconstraint圖5中，iqs_bound為瞬時邊界電壓對應(yīng)的合成電流，iqs_margin為瞬時電壓裕度對應(yīng)的電流，經(jīng)過低通濾波器后獲得平均電壓裕度對應(yīng)的電流，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后獲得。該方法能保證電機(jī)平均電壓滿足電壓圓約束要求，提升了輸入功率因數(shù)。但由于d軸電流給定是基于母線電壓平均值，在母線電壓較低時，d軸電流給定幅值偏小，電流跟隨性能較差，輸入電流諧波含量較大，沒有最大程度地實現(xiàn)高功率因數(shù)。平均電壓約束方法在周期內(nèi)滿足電機(jī)輸出功率和平均轉(zhuǎn)矩要求的情況下，盡量減少d軸電流幅值，減少了銅耗，提高了電機(jī)效率。此外，由于在d軸電流給定策略中引入了低通濾波器，降低系統(tǒng)的動態(tài)性能。該方法計算復(fù)雜，涉及到電機(jī)參數(shù)，算法穩(wěn)定性較低。文獻(xiàn)［16］對文獻(xiàn)［15］的方法進(jìn)行了簡化，控制框圖如圖6所示。該方法中沒有涉及到電機(jī)參數(shù)，電機(jī)參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響很小。母線電壓和電機(jī)d，q軸電壓可以直接獲取，實現(xiàn)方式簡單。但文獻(xiàn)［16］中沒有提到PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的整定方法。圖6簡化的平均電壓約束策略Fig.6Simplifiedaveragevoltageconstraintstrategy間接功率控制法的優(yōu)點是實現(xiàn)方式簡單，基本能滿足逆變器輸出功率要求和輸出轉(zhuǎn)矩要求，且具有較高的電機(jī)效率。直接給定電機(jī)電流能準(zhǔn)確控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩，但轉(zhuǎn)矩波動影響了電機(jī)控制性能。該方法只對逆變器輸出功率的波動進(jìn)行控制，無法對逆變器輸出功率幅值進(jìn)行精確控制，較難實現(xiàn)高功率因數(shù)。所以，該方法無法最大程度地實現(xiàn)高功率因數(shù)，輸入電流諧波含量較多，較難滿足IEC-61000—3—2諧波標(biāo)準(zhǔn)。2.2直接功率控制法間接功率控制法實現(xiàn)方式簡單，但無法直接對逆變器輸出功率進(jìn)行直接控制，較難實現(xiàn)高功率因數(shù)。直接功率控制法如圖7所示，將功率引入閉環(huán)控制，通過閉環(huán)調(diào)節(jié)逆變器輸出功率，以此達(dá)到控制效果。圖7直接功率控制法框圖Fig.7Theblockdiagramofdirectpowercontrol直接功率控制法主要分為2種類型：1）功率環(huán)控制法；2）精確功率控制法。第1種控制策略是由日本學(xué)者首先提出來，在電流環(huán)和速度環(huán)之間加入1個功率環(huán)，通過功率調(diào)節(jié)器產(chǎn)生q軸電流參考，d軸電流參考根據(jù)轉(zhuǎn)矩要求和電壓圓約束開環(huán)給定。目前，調(diào)節(jié)器的設(shè)計是功率環(huán)控制法中的研究熱點。第2種方法基于式（1）功率平衡關(guān)系式和電壓圓約束方程式（10）建立目標(biāo)尋優(yōu)算法，通過算法尋找出符合要求的電機(jī)電流最優(yōu)解，對電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓矢量進(jìn)行修正、以達(dá)到輸出功率要求。2.2.1功率環(huán)控制法d軸電流給定策略是根據(jù)轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速要求進(jìn)行手動調(diào)節(jié)，在運(yùn)行條件發(fā)生改變時，需要對d軸電流重新調(diào)整，通用性極差，不適合工程應(yīng)用。q軸電流參考生成策略如圖8所示。圖8功率環(huán)控制法Fig.8Powerloopcontrol目前，功率調(diào)節(jié)器類型主要有以下幾種：1）PI調(diào)節(jié)器。文獻(xiàn)［17］將功率調(diào)節(jié)器設(shè)計為PI調(diào)節(jié)器，輸入是逆變器輸出功率的誤差信號，輸出是q軸電流參考。由于PI調(diào)節(jié)器的帶寬有限，逆變器輸出功率跟隨性能較差。此外，該方法加大了速度調(diào)節(jié)器參數(shù)整定難度，傳統(tǒng)電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)速度調(diào)節(jié)器的輸出是電流，而這里速度調(diào)節(jié)器的輸出是輸入功率的幅值。功率調(diào)節(jié)器的參數(shù)整定需通過反復(fù)試驗，根據(jù)實際情況進(jìn)行調(diào)整，整定方法復(fù)雜。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行工況發(fā)生變化時，需對參數(shù)進(jìn)行重新整定，參數(shù)魯棒性低，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。這種方法在額定轉(zhuǎn)速和額定負(fù)載的情況下能實現(xiàn)高功率因數(shù)，在輕載和低轉(zhuǎn)速的情況下輸入功率因數(shù)較低。2）PI調(diào)節(jié)器+重復(fù)控制器。文獻(xiàn)［18］對文獻(xiàn)［17］的方法做了改進(jìn)，將PI調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)改為PI調(diào)節(jié)器加重復(fù)控制器［19-20］的結(jié)構(gòu)。該方法設(shè)計功率調(diào)節(jié)器對2倍工頻的輸入信號有很大的增益，以此來消除逆變器輸出功率誤差。在無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，反電動勢諧波對電流調(diào)節(jié)有較大干擾，會讓電機(jī)電流失真，從而導(dǎo)致輸入電流諧波增加，輸入功率因數(shù)下降［21-23］。重復(fù)控制器能提高q軸電流的跟隨性能，減少反電動勢諧波的含量，改善輸入電流的質(zhì)量。該方法有較好的穩(wěn)態(tài)控制性能，但動態(tài)性能較差，能在各個運(yùn)行工況下實現(xiàn)高功率因數(shù)。此外，加入重復(fù)控制器的系統(tǒng)穩(wěn)定性較差。該方法在實現(xiàn)過程中需要占用較大的內(nèi)存空間，來存儲前一個周期內(nèi)的擾動值，增加了成本。)PR調(diào)節(jié)器。哈爾濱工業(yè)大學(xué)研究團(tuán)隊將比例諧振(proportionalresonant,PR)調(diào)節(jié)器作為功率調(diào)節(jié)器［24-25］,PR調(diào)節(jié)器能實現(xiàn)無靜差跟隨正弦信號，方法簡單，容易實現(xiàn)。文獻(xiàn)［24］提出了功率調(diào)節(jié)器參數(shù)整定的方法，解決PI調(diào)節(jié)器參數(shù)整定復(fù)雜的缺點。輸入功率如下式：式中：Tsc為速度調(diào)節(jié)器輸出；3r為反饋轉(zhuǎn)速。該方法將速度調(diào)節(jié)器輸出作為轉(zhuǎn)矩值，降低了速度調(diào)節(jié)器參數(shù)整定的難度。參數(shù)變化對PR調(diào)節(jié)器的影響很小，具有更強(qiáng)的參數(shù)魯棒性和系統(tǒng)穩(wěn)定性。此外，該方法能提升系統(tǒng)的動態(tài)性能。)IR調(diào)節(jié)器。功率環(huán)閉環(huán)控制方法中，d,q軸間的功率難以實現(xiàn)解耦，對q軸電流參考的生成有較大的影響。在母線電壓較低時，逆變器輸出功率反饋存在非線性部分，使功率控制器的增益很難設(shè)計，只有通過反復(fù)試驗才能整定出符合要求的控制器參數(shù)。此外，電機(jī)參數(shù)發(fā)生變化時對系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響很大。文獻(xiàn)［26］將功率控制方法簡化為轉(zhuǎn)矩控制方法，提出了轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器增益的設(shè)計方法，如圖9所示。圖9轉(zhuǎn)矩控制策略Fig.9Strategyoftorguecontrol分析了電流環(huán)，轉(zhuǎn)矩環(huán)和速度環(huán)之間帶寬的關(guān)系，將轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)的極點設(shè)計成三重根，且范圍在電流環(huán)和速度環(huán)之間，各個環(huán)之間滿足響應(yīng)關(guān)系。轉(zhuǎn)矩控制器由1個積分環(huán)節(jié)和準(zhǔn)諧振環(huán)節(jié)組成，積分環(huán)節(jié)提供直流偏置，諧振環(huán)節(jié)實現(xiàn)對正弦信號無靜差的跟隨。這個方法提高了控制器的參數(shù)魯棒性，降低了調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計的難度。結(jié)合上述各種功率調(diào)節(jié)器的特點，從調(diào)節(jié)器對正弦信號的跟隨性能、參數(shù)整定難度和系統(tǒng)穩(wěn)定性等方面進(jìn)行了對比，如表1所示。表1調(diào)節(jié)器控制性能比較Tab.1Controlperformancecomparisonoftheregulator調(diào)節(jié)器類型PIPI+重復(fù)控制器PRIR正弦信號跟隨性能系統(tǒng)穩(wěn)定性差好好好參數(shù)整定難度難很難一般簡單差差好好由表1可以看出，除了PI調(diào)節(jié)器，其他調(diào)節(jié)器都能實現(xiàn)對正弦信號無靜差跟隨。PI調(diào)節(jié)器受環(huán)境參數(shù)的影響較大，參數(shù)整定難度和系統(tǒng)穩(wěn)定性都很差。加入了重復(fù)控制器，增加了調(diào)節(jié)器參數(shù)的整定難度。相對于PI調(diào)節(jié)器，PR控制器的存在降低了參數(shù)整定的難度，將加入IR控制器的系統(tǒng)設(shè)計成三重極點的系統(tǒng)，使得參數(shù)整定很容易。在母線電壓較大時，基于調(diào)節(jié)器生成q軸電流參考，能通過功率環(huán)的閉環(huán)調(diào)節(jié)，使逆變器輸出功率反饋跟隨上給定，最大程度地實現(xiàn)高功率因數(shù)，抑制輸入電流諧波。相比于間接功率控制法，對功率進(jìn)行直接控制能提升輸入功率因數(shù)，但需對控制器進(jìn)行設(shè)計和參數(shù)整定，實現(xiàn)方式較為復(fù)雜，且手動調(diào)節(jié)的d軸電流幅值較大，參數(shù)魯棒性低，電機(jī)效率較低，動態(tài)性能較差。在母線電壓較低時，手動調(diào)節(jié)的d軸電流較難滿足式（1）功率平衡關(guān)系式，電機(jī)端的能量將回饋到母線端，不控整流二極管關(guān)斷，輸入功率因數(shù)下降。功率環(huán)控制法需要對調(diào)節(jié)器進(jìn)行參數(shù)整定，各個環(huán)之間參數(shù)耦合，整定難度大。在對功率因數(shù)和諧波要求不是特別高的場合，功率環(huán)控制法能進(jìn)行應(yīng)用。2.2.2精確功率控制法為了精確控制逆變器輸出功率，保證在每個時刻都能實現(xiàn)高功率因數(shù)，韓國學(xué)者提出了精確功率控制法［27］。精確功率控制法的實現(xiàn)由2部分組成：1）基于目標(biāo)尋優(yōu)算法進(jìn)行電機(jī)電流分配?；谑剑?）功率平衡關(guān)系式和式（10）電壓圓約束方程作為邊界條件進(jìn)行目標(biāo)尋優(yōu)，尋找出滿足條件d，q軸電流最優(yōu)解作為參考?？紤]到電流調(diào)節(jié)器的帶寬有限，d，q軸電流的最優(yōu)解只取直流分量和基波。目標(biāo)尋優(yōu)算法復(fù)雜，在線計算難以在單周期內(nèi)完成。在具體實現(xiàn)過程中是利用目標(biāo)尋優(yōu)算法離線計算出符合要求的d，q軸電流，建立多維查找表進(jìn)行應(yīng)用。2）基于功率補(bǔ)償策略進(jìn)行電壓矢量修正。上述的電流分配策略是基于實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想，但電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓所對應(yīng)的實際逆變器輸出功率不等于逆變器輸出功率參考，所以需要對電流調(diào)節(jié)器輸出電壓矢量進(jìn)行修正來補(bǔ)償逆變器輸出功率。文獻(xiàn)［27］的功率補(bǔ)償策略如圖10所示。圖10電壓矢量修正圖Fig.10Thediagramofvoltagevectormodification圖10中，Udq,cc為電流調(diào)節(jié)器輸出電壓；Udq,ff為電壓前饋量"Udq為電壓矢量修正量；Pinv,cc,Pinv,ff為Udq,cc和Udq,ff分別對應(yīng)的功率；為逆變器輸出功率參考。在電流調(diào)節(jié)器的輸出上疊加一個修正量，AUdq對于電流調(diào)節(jié)器是一個干擾，影響電流調(diào)節(jié)器的控制性能和電機(jī)電流的動態(tài)性能。干擾將使d,q軸電流失真，導(dǎo)致電機(jī)控制性能下降，影響轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)?；赨dq,cc和Udq,ff的最短距離且經(jīng)過線選取原則，得到圖10中電壓矢量修正量①。精確功率控制法的輸入功率因數(shù)非常高，能接近單位功率因數(shù)，輸入電流諧波很小。這種方法需要建立龐大數(shù)據(jù)量的查找表，電機(jī)參數(shù)發(fā)生變化時對控制策略影響較大，算法不穩(wěn)定，通用性差。由于功率補(bǔ)償策略中引入了干擾，影響了電機(jī)控制性能，轉(zhuǎn)矩波動增加，增加了轉(zhuǎn)矩控制的難度，系統(tǒng)穩(wěn)定性不高。d軸電流參考接近于最大弱磁電流，相比于傳統(tǒng)電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)，增加了定子電流的幅值，使銅耗變大，電機(jī)效率下降。此外，當(dāng)d軸電流超過最大弱磁電流時，將造成電機(jī)的不可逆退磁。文獻(xiàn)［28］針對文獻(xiàn)［27］電機(jī)效率較低的問題做了改進(jìn)，在母線電壓較高時，仍采用精確功率控制法，在母線電壓較低時，q軸電流給定為0,d軸電流給定策略如下式，使電機(jī)端電壓是一個恒值且等于母線電壓值。該方法能夠在母線電壓較低時得到幅值更小的d軸電流，減少了平均定子電流的幅值，能達(dá)到提升效率的目的。該方法提高了母線電壓最小值，不控整流二極管的導(dǎo)通角變小，輸入功率因數(shù)降低，增加了輸入電流的諧波含量。所以，在使用該方法時需在電機(jī)效率和諧波要求做一個折中選擇。文獻(xiàn)［29］在減小計算量和修正量對電機(jī)電流的影響綜合考慮下，分析了逆變器輸入電流和輸出電流的關(guān)系，對文獻(xiàn)［27］的方法做了簡化，根據(jù)下式進(jìn)行電壓矢量修正，修正量如圖10所示的修正量②。文獻(xiàn)［27,29］中功率補(bǔ)償策略需精確計算逆變器輸出功率的參考和反饋，容易受到參數(shù)變化的影響，算法穩(wěn)定性低。文獻(xiàn)［24］基于母線電壓的小信號模型分析，提出了通過調(diào)節(jié)母線電壓來提高逆變器輸出功率控制性能的功率補(bǔ)償策略。如圖11所示，母線電壓差值輸入到PI調(diào)節(jié)器，輸出是逆變器輸出功率差值A(chǔ)P,然后將AP轉(zhuǎn)換成電壓矢量修正量Audqo圖11基于母線電壓調(diào)節(jié)的功率補(bǔ)償策略Fig.11PowercompensationstrategybasedonDC-linkvoltageregulation該方法通過母線電壓動態(tài)調(diào)節(jié)逆變器輸出功率，簡化了計算過程。但引入了PI調(diào)節(jié)器，增加了參數(shù)整定的工作量，在一定程度上影響了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。該方法為了減少輸入電流諧波，穩(wěn)定輸入電流。上述的功率補(bǔ)償策略中需對電流控制器輸出的電壓進(jìn)行相位和幅值的修正，對電流調(diào)節(jié)器的控制性能影響很大，使d,q軸電流嚴(yán)重畸變。文獻(xiàn)［26］根據(jù)功率平衡關(guān)系式（1）只對電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓幅值進(jìn)行同比例的放大和縮小，不修改電壓矢量的相位。該方法簡化了計算，一定程度上能夠抑制輸入電流的諧波含量。只修改電壓矢量的幅值不修改相位，較難保證每個時刻都能實現(xiàn)高功率因數(shù)，輸入功率因數(shù)受到限制。3分析與討論結(jié)合上述的無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的功率控制策略，針對實現(xiàn)方式、輸入功率因數(shù)、輸入電流諧波、系統(tǒng)穩(wěn)定性和轉(zhuǎn)矩控制性能等方面進(jìn)行對比，如表2所示。表2功率控制策略比較Tab.2Powercontrolstrategycomparison類型間接功率控制法功率環(huán)控制法精確功率計算法實現(xiàn)方式簡單功率因數(shù)低電流諧波高穩(wěn)定性轉(zhuǎn)矩控制性能好電機(jī)效率高一般一般一般一般一般復(fù)雜高低差好好差低3種控制策略中，間接功率控制法中只有電流環(huán)和速度環(huán)，實現(xiàn)方式簡單，而精確控制法需要建立多維查找表，方式較為復(fù)雜。精確功率控制法能夠?qū)崿F(xiàn)最高輸入功率因數(shù)和低輸入電流諧波。間接功率控制法的逆變器實際輸出功率不能精確跟隨上逆變器理想輸出功率，較難實現(xiàn)高功率因數(shù)，輸入功率因數(shù)低，電流諧波含量大。直接功率控制法由于是三閉環(huán)系統(tǒng)，環(huán)與環(huán)之間參數(shù)相互耦合，參數(shù)整定難度大，系統(tǒng)穩(wěn)定性較低。在無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中，由于輸入功率波動，電機(jī)轉(zhuǎn)矩也是以2倍工頻波動，導(dǎo)致電機(jī)控制性能較差。轉(zhuǎn)矩脈動較大，使得轉(zhuǎn)速波動也較大，所以無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)適用于對轉(zhuǎn)速精度要求不高的控制場合。由于母線端不具備存儲大能量的能力，該系統(tǒng)不適合頻繁啟動和制動的場合，頻繁啟動和制動將引起母線電壓迅速泵升，超過額定工作電壓，造成系統(tǒng)損壞。精確功率控制法由于在功率補(bǔ)償時對電壓矢量進(jìn)行修正，電機(jī)電流畸變，轉(zhuǎn)矩控制性能相對于前兩種方法更差。在d軸電流給定策略上，精確功率控制法為了滿足電壓圓約束方程，d軸電流給定幅值較大，導(dǎo)致定子電阻損耗增加，降低了電機(jī)效率。根據(jù)上述分析，每一種功率控制策略都有各自的優(yōu)點和缺點，如果能將各種策略進(jìn)行融合，克服單一控制策略的缺點，尋求一種實現(xiàn)方式簡單且能實現(xiàn)高功率因數(shù)的控制策略是無電解電容電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的研究重點。在略微增加成本的情況下，將控制策略與拓?fù)湎嘟Y(jié)合，設(shè)計滿足要求的系統(tǒng)也是今后研究的一個方向。例如，結(jié)合功率環(huán)控制法，設(shè)計一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能夠在母線電壓較大時存儲能量，在母線電壓較小時將能量釋放到電機(jī)側(cè)，維持電機(jī)的正常運(yùn)行。這種拓?fù)淠芴岣卟豢煽囟O管的導(dǎo)通角，提高輸入功率因數(shù)，避免能量往母線端回饋造成母線電壓升高。由上述可知，傳統(tǒng)調(diào)節(jié)器較難適應(yīng)各種擾動和非線性因素，導(dǎo)致系統(tǒng)控制性能下降，可以應(yīng)用智能控制算法（如神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)、預(yù)測控制等）提高自適應(yīng)參數(shù)的能力，彌補(bǔ)傳統(tǒng)調(diào)節(jié)器的不足。4結(jié)論母線無電解電容技術(shù)是永磁同步電機(jī)變頻驅(qū)動系統(tǒng)一個重要的研究熱點。本文詳細(xì)分析了無電解電容驅(qū)動系統(tǒng)實現(xiàn)高功率因數(shù)的基本思想，對近年來國內(nèi)外關(guān)于無電解電容驅(qū)動系統(tǒng)的控制策略進(jìn)行歸納和分類。1） 間接功率控制法實現(xiàn)方式簡單，無法對逆變器輸出功率直接控制，有輸入功率因數(shù)較低和輸入電流諧波較大等缺點。2） 直接功率控制把逆變器輸出功率弓1入閉環(huán)控制，功率環(huán)控制法需對調(diào)節(jié)器參數(shù)進(jìn)行整定，整定難度大；精確功率計算法通過多維查表方式實現(xiàn)控制，實現(xiàn)方式復(fù)雜，參數(shù)魯棒性差。參考文獻(xiàn)【相關(guān)文獻(xiàn)】[1]VogelsbergerMA,WiesingerT,ErtlH.Life-cycleMonitoringandVoltagemanagingUnitforDC-linkElectrolyticCapacitorsinPWMConverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2011,26(2):493-503.[2]SeoGS,LeeKC,ChoBH.ANewDCAnti-islandingTechniqueofElectrolyticCapacitor-lessPhotovoltaicInterfaceinDCDistributionSystems[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2013,28(4):1632-1641.[3]ImamAM,HabetlerTG,HarleyRG,etal.ConditionMoni-toringofElectrolyticCapacitorinPowerElectronicCircuitsUsingAdaptiveFilterModeling[C]//IEEEPowerElectronicsSpecialistsConference.IEEE,2005:601-607.[4]InternationalElectrotechnicalCommission.IEC61000—3—2ElectromagneticCompatibility,Part3,Section2.LimitsforHarmonicCurrentEmissions(EquipmentInputCurrent<16AperPhase)[S].Geneva,Switzerland:IEC,2009.[5]LinCY,ChengSJ,LinJY,etal.AnalysisandDesignofaPush-pullQuasi-resonantBoostPowerFactorCorrector[C]//InternationalSymposiumonPowerElectronicsElectricalDrivesAutomationandMotion.IEEE,2010:460-465.[6]ChoY,LaiJS.DigitalPlug-inRepetitiveControllerforSinglephaseBridgelessPFCConverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2013,28(1):165-175.[7]LeeWJ,SulSK.DC-linkVoltageStabilizationforReducedDC-linkCapacitorInverter[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,2014,50(1):404-414.[8]MaheshwariR,Munk-NielsenS.ClosedLoopControlofActiveDampedSmallDC-linkCapacitorBasedDrive[C]//EnergyConversionCongressandExposition.IEEE,2010:4187-4191.[9]ZhouY,HuangW,HongF.Single-phaseInputVariablespeedACMotorSystemBasedonanElectrolyticCapacitorlessSingle-stageBoostThree-phaseInverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2016,31(10):7043-7052.[10]周玉斐，黃文新，趙健伍.單相交流輸入的無電解電容抽頭電感單級升壓逆變器在交流調(diào)速系統(tǒng)中的應(yīng)用[J].中國電機(jī)工程學(xué)報，2014,34(12):1836-1843.[11]TakahashiI,HagaH.PowerFactorImprovementofSinglephaseDiodeRectifierCircuitbyField-weakeningofInverterdrivenIPMMotor[J].ElectricalEngineeringinJapan,2005,(2):66-73.[12]MorimotoS,TakedaY,HirasaT,etal.ExpansionofOperatingLimitsforPermanentMagnetMotorbyCurrentVectorControlConsideringInverterCapacity[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,1990,26(5):866-871.[13]LamsahelH,MutschlerP.PermanentMagnetDriveswithReducedDC-linkCapacitorforHomeAppliances[C]//200935thAnnualconferenceofIEEEIndustrialElectronics,2010:725-730.[14]KangSW,KimSI,KimRY,etal.HighPowerFactorControlofanInverter-controlledSynchronousMotorDriveSystemwithSmallDC-linkCapacitor[C]//IECON2013-39thAnnualConferenceoftheIEEEIndustrialElectronicsSociety,2014:7769-7774.[15]JungHS,CheeSJ,SulSK,etal.ControlofThree-phaseInverterforACMotorDrivewithSmallDC-linkCapacitorFedbySingle-phaseACSource[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,2014,50(2):1074-1081.[16]尹泉，吳根平，羅慧，等.無電解電容逆變器永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)控制研究[J].電氣傳動，2015,45(7):3-6.[17]InazumaK,OhishiK,HagaH.High-power-factorControlforInverterOutputPowerofIPMMotorDrivenbyInverterSystemWithoutElectrolyticCapacitor[C]//2011IEEEInternationalSymposiumonIndustrialElectronics,2011:619-624.[18]InazumaK,UtsugiH,OhishiK,etal.High-power-factorSingle-phaseDiodeRectifierDrivenbyRepetitivelyControlledIPMMotor[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2013,60(10):4427-4437.[19]HaraS,YamamotoY,OmataT,etal.RepetitiveControlSystem:aNewTypeServoSystemforPeriodicExogenousSignals[J].IEEETransactionsonAutomaticControl,2002,33(7):659-668.[20]KimJS,DokiS,IshidaM.SuppressionofHarmonicCurrentinVectorControlforIPMSMbyUtilizingRepetitiveControl[C]//2002IEEEInternationalConferenceonIndustrialTechnology,2002.IEEEICIT,2002(1):264-267.[21]HiraideT,AbeK,OhishiK,etal.CurrentHarmonicsReductionMethodofElectrolyticCapacitor-lessDiodeRectifierUsingInverter-controlledIPMMotor[C]//IECON2013-39thAnnualConferenceoftheIEEEIndustrialElectronicsSociety,2013:2697-2702.[22]UtsugiH,OhishiK,HagaH.ReductioninCurrentHarmonicsofElectrolyticCapacitor-lessDi