第03章單極放大器02

第03章單極放大器02第一頁，共41頁。第3章單級放大器3.1基本概念3.2共源級3.3源跟隨器3.4共柵極3.5共源共柵極第二頁，共41頁。共源極采用電阻負載的共源級采用二極管負載的共源極—工作在飽和區(qū)MOS采用電流源負載的共源極采用工作在線性區(qū)的MOS為負載的共源極帶源級負反饋的共源極第三頁，共41頁。回顧：采用電阻負載的共源極采用電阻負載的共源極：借助自身的跨導，MOS管可以將柵-源電壓的變化轉換成小信號的漏極電流，小信號的漏電電流流過電阻就會產生輸出電壓。第四頁，共41頁。采用電阻負載的共源極將不同的I/V特性代入得到(b)圖曲線：（1）截止區(qū)：輸入電壓Vin從0開始增大,但小于閾值電壓，M1截止，輸出電壓Vout為VDD（2）飽和區(qū)：輸入電壓Vin增大至VTH，M1開始導通，RD有電流流過，輸出電壓Vout小于VDD（3）三級管區(qū)：輸入電壓Vin增大至Vin1=Vout+VTH，M1工作在線形區(qū)，此區(qū)跨導會下降。（不希望出現(xiàn)）第五頁，共41頁。電阻負載CS放大器設計參數(shù)的制約關系增益AV與W/L、ID、RD(VRD)三個參數(shù)有關。若保持為ID、W/L常數(shù)，RD↑，AV↑，這意味著VDS↓，放大器靜態(tài)工作點下移，輸出電壓的擺幅↓。若保持ID、RD為常數(shù)，W/L↑，AV↑，但MOS管寄生電容↑，高頻相應(放大器的f3dB↓)變差。若保持W/L、VRD不變，ID↓，AV↑，這意味著RD↑，版圖面積↑，電阻噪聲↑，放大器速度↓(輸出節(jié)點時間常數(shù)RC↑)，溝道調制效應的影響↑

(r0與RD更接近)?？傊?，若為提高增益而使RD↑，就會導致輸出電壓的擺幅↓，版圖面積↑，電阻噪聲↑，放大器速度↓，因此電阻復雜CS放大器一般不常用。電子工程學院第六頁，共41頁。二極管連結MOS管的工作狀態(tài)

（將柵極和漏極短接，相當于一個小信號電阻）MOS管二極管連結并導通時,Vgs=Vds,顯然,不論是NMOS還是PMOS管,均工作在飽和區(qū)第七頁，共41頁。MOS二極管連接負載的共源極NMOS負載時，λ≠0，γ≠0PMOS負載時，

λ≠0，γ=0Rin=[1/(gm2+gmb2)]//r02Rin=(1/gm2)//r02電子工程學院第八頁，共41頁。MOS二極管連接負載共源極的小結增益AV[(W/L)1/(W/L)2]1/2=Von2/Von1。增益AV不高(一般<10)，且輸入、輸出擺幅小，這一特點限制了它的應用。它的優(yōu)點是跨導gm與電流ID無關，放大器的線性特性好，大信號下也如此。二極管連接的MOS管常用來構成有源電流鏡。有改善AV不高、輸出擺幅小這一缺點的電路，但效果不是特別明顯。電子工程學院9第九頁，共41頁。采用電流源負載的共源極取得大的增益:增大電阻增大電阻會限制輸出電壓的擺幅用電流源代替負載:工作在飽和區(qū)的MOS相當于電流源，夾斷尺寸L與MOS的L相同此時也應考慮溝道長度調制，在飽和區(qū)：第十頁，共41頁。采用電流源負載的共源級Cj由上式可知:若I1為理想恒流,Vin↑,則Vout↓也可以這樣理解:靜態(tài)時,I1=ID1,Vout為一確定的靜態(tài)電壓,Ij=0。Vin↑,ID1↑,Ij=I1-ID1<0,Cj(可以理解成是負載電容,也可以理解成是寄生電容)放電,Vout↓,反之,Vin↓,ID1↓,Ij=I1-ID1>0,Cj充電,Vout↑Ij電子工程學院11第十一頁，共41頁。PMOS管飽和的判斷條件NMOS飽和條件：Vgs>VTHN；Vds≥Vgs-VTHNPMOS飽和條件:Vgs<VTHP；Vds≤Vgs＋|VTHP

|gdgdPMOS漏電流計算：通常以PMOS形成的電流源做負載第十二頁，共41頁。電流源負載共源級的輸出電壓擺幅問題前面說過，記Von=VGS-VTH，稱Von為MOS管的過驅動電壓,它表征MOS管工作電流的大小M1、M2飽和要求:Von1=Vin

–

VTH1

≤

Vout

≤

Vb+|VTH2|

=VDD–Von2輸出電壓擺幅與Vin、Vb有關(也常說成與Von1、Von2有關,兩種說法是一致的)。保持ID1不變,若(W/L)1,2↑，Von1、2

↓,Vin↓,Vb↑,擺幅增加(反之減小)。但(W·L)↑，寄生電容↑，高頻性能變差，f3dB↓。此即擺幅與帶寬的折衷。若保持(W/L)1,2不變，ID↑(ID增加一般來說放大器速度也增加),Von↑,

Vin↑,Vb↓,擺幅減小(反之增加)。此即速度與擺幅的折衷。電子工程學院13第十三頁，共41頁。采用電流源負載共源級的AV若W、ID不變,L↑(r02↑),AV↑，但過驅動電壓Von↑，輸出電壓擺幅↓，若同時保持Von不變(即擺幅不變)

，則需W↑，這會導致寄生電容↑,放大器帶寬↓。這充分體現(xiàn)了模擬設計中的增益、擺幅、帶寬之間的折衷關系。(電阻負載CS中ID不變,RD↑,AV↑,擺幅一定↓)(∵λ∝1/L)注意增益與ID的平方根成反比!若ID↓,AV↑,過驅動電壓Von↓,擺幅↑,放大器速度↓(ID↓),這體現(xiàn)了增益、擺幅、速度之間的折衷關系。若L、ID不變,W↑,AV↑，過驅動電壓Von↓

，輸出電壓擺幅↑,這會導致寄生電容↑,放大器帶寬↓。這體現(xiàn)了模擬設計中的增益、擺幅、帶寬之間的折衷關系。注意其AV與擺幅之間的關系同帶電阻負載CS的差別電子工程學院第十四頁，共41頁?？紤]問題:靜態(tài)工作點Vout如何計算?????若M1、M2飽和，不考慮溝道調制效應（即λ≠0），則：上式與Vout大小無關！！，即表示若M1、M2飽和，Vout可以為任意值！這顯然與實際不符！電子工程學院第十五頁，共41頁。電流源負載共源級的靜態(tài)點問題(1)靜態(tài)時(Vin、Vb為一固定常數(shù))，Vout的大小由溝道調制效應(λ1、λ2)決定，若不考慮溝道調制效應則無法求得靜態(tài)工作點，這種情況叫靜態(tài)工作點無法“目測”靜態(tài)工作點不能“目測”靜態(tài)工作點可以“目測”n(W/L)1(Vin-VTN)2(1+1V0)=P(W/L)2(VDD-Vb-|VTP|)2[1+1(V0-VDD)]若不考慮溝道調制效應：電子工程學院16第十六頁，共41頁。靜態(tài)點不能“目測”帶來的問題(1)半電路ISS變化2ΔISS導致V01變化ΔV01等效于Vin變化ΔVin導致V0變化ΔV0ISS的變化導致靜態(tài)點電壓的劇烈變化恒流源負載的CS用作差分輸入級的半電路時,ISS若因輸入共模電壓Vin1=Vin2發(fā)生變化帶來溝道調制效應(ISS通常是以單NMOS構成的簡單恒流源)導致ISS有一微小變化2ΔISS,其靜態(tài)電壓V01因r01//r02較大而變化一較大量2ΔISS(r01//r02)

(特別是共源共柵結構尤其明顯),這將導致后級因此無法正常工作。該電路作為差分對的半邊電路時，必需輔以穩(wěn)定Vout靜態(tài)電壓的電路(通常稱為共模反饋電路)才能正常工作！電子工程學院17第十七頁，共41頁。靜態(tài)點不能“目測”與能“目測”的差異Vout=ISS/gm3

<<ISS(r01//

r02)AB2ΔISS靜態(tài)時A、B兩點電壓相等,因從M2(3)漏端看進去的阻抗1/gm2(3)遠小于r01//r02,故ISS若因共模電壓Vin1=Vin2發(fā)生變化帶來溝道調制效應(ISS通常是以單NMOS構成的簡單恒流源)導致ISS有一微小變化2ΔISS,則靜態(tài)電壓的變化比恒流源負載的CS小得多,故該二級管連接負載的CS電路作為差分對的半邊電路時，勿需共模反饋電路即能正常工作！Rin1/gm3不能“目測”時的變化量第十八頁，共41頁。共源極采用電阻負載的共源級采用二極管負載的共源極—工作在飽和區(qū)MOS采用電流源負載的共源極采用工作在線性區(qū)的MOS為負載的共源極帶源級負反饋的共源極第十九頁，共41頁。工作在線性區(qū)的MOS負載的共源級第二十頁，共41頁。工作在線性區(qū)的MOS負載的共源級M2

導通需滿足:Vb-VDD≤VTH2,即Vb≤VDD+VTH2M2

工作在線性區(qū)需滿足:Vout-VDD≤Vb-VDD-VTH2,即Vb≥Vout+VTH2M2工作在深線性區(qū)需滿足:2(Vb-VDD-VTH2)>>Vout-VDD,即:Vb>>VDD/2+VTH2+Vout/2Vb

、(W/L)2

還應滿足Ron2

大小的要求如何確定Vb？產生上述條件的Vb很難,且AV不高,故這種放大器很少采用!!!電子工程學院21第二十一頁，共41頁。CS放大器小結帶電阻負載的CS增益AV=-gmRD,因RD↑,芯片版圖面積↑,且噪聲↑,輸出擺幅↓,故難于獲得高增益,但因電阻的匹配好,常用于作低失調放大器的差分輸入級。帶MOS二極管連接負載的CS增益AV=-gm1/gm2,因擺幅、帶寬、芯片版圖面積等原因難于獲得高增益,因此用得較少。帶恒流源負載的CS增益AV=-r01//r02,因高增益與輸出擺幅沒有不可避免的矛盾,故用得最多,用作差分輸入級的半電路時需共模反饋電路以穩(wěn)定靜態(tài)直流工作點。由于存在密勒效應，頻帶一般，常同CB聯(lián)合構成CS—CB放大器，用于高速運放作差分輸入放大級。電子工程學院22第二十二頁，共41頁。（1）（2）（3）（4）（5）（6）作業(yè)：設Kn＝2Kp（Kn＝μnCox），λn＝λp，每個電路偏值電流相等。設每個管均工作在飽和區(qū)。初略估計，定性選擇哪個電路具有：1.最大交流小信號增益2.最低交流小信號增益3.最高交流輸出電阻4.最低交流輸出電阻電子工程學院第二十三頁，共41頁。共源極采用電阻負載的共源級采用二極管負載的共源極—工作在飽和區(qū)MOS采用電流源負載的共源極采用工作在線性區(qū)的MOS為負載的共源極帶源級負反饋的共源極第二十四頁，共41頁。帶源級負反饋的共源極有時候需要漏電流與過驅動電壓之間的平方關系引入額外的非線性來“軟化器件的特性曲線”。比如可以通過二極管連接的MOS管做負載使其線性化還可以選擇“負反饋”電阻Rs串聯(lián)在晶體管的源端來實現(xiàn)第二十五頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級(λ=0，γ=0)第二十六頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級(λ=0，γ=0)定義電路的等效跨導Gm第二十七頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級(λ=0，γ=0)分析：引入源級負反饋的影響若gmRS>>1,AV≈RD/RS,輸入與輸出呈線性,因AV,輸入電壓線性范圍,這是以犧牲增益為代價的。同時RS的引入,輸出電壓V0utmin=Von1+VRS(比無RS時:V0utmin=Von1大了VRS)。輸出擺幅

。等效跨導假定λ=0，γ=0第二十八頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級(λ=0，γ=0)RS=0RS

≠0RS=0、RS≠0漏電流和跨導曲線的差異從源級看進去的阻抗源級反饋電阻負載電阻小電流Gm=gmVin較大時，Gm=1/Rs電子工程學院第二十九頁，共41頁。例3.4P52畫出圖中的小信號電壓增益與輸入偏壓的函數(shù)關系Vin<Vth:增益為0Vin>Vth:1/gm>>Rs,Av=-gmRDVin繼續(xù)增大的話，滿足左式Vin較大Gm=1/Rs，Av=-RD/RS第三十頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級(λ=0，γ=0)例3.5注意到M2

連接為二極管，

故其小信號等效電阻為1/gm2。于是，AV=-RD/(1/gm1+1/gm2)Rin=

1/gm2從源級看進去的阻抗源級反饋電阻負載電阻電子工程學院31第三十一頁，共41頁。帶源極負反饋的共源級小信號模型等效跨導假定λ=0，γ=0第三十二頁，共41頁。以上均未考慮溝道調制效應和體效應，若考慮二級效應(λ≠0，γ≠0)的帶源極負反饋的共源級，我們先來看一個輔助定理！第三十三頁，共41頁。輔助定理在線性電路中，電壓增益Av=-GmRout，其中Gm表示輸出對地短接時電路的跨導；Rout表示當輸入電壓為