角度調(diào)制的應用

角度調(diào)制的應用第一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一9.1角度調(diào)制與振幅調(diào)制系統(tǒng)的性能比較

9.1.1抗噪聲干擾性能

1.信噪比增益已調(diào)波信號在信道中傳輸會受到干擾。一般常見的是加性干擾。加性干擾是指在接收到的已調(diào)波信號上疊加了干擾。加性干擾按其性質(zhì)可分為兩類。一類是脈沖干擾，如閃電、工業(yè)電火花、電器開關的通斷等原因造成的干擾，它對已調(diào)波造成的影響是短暫的、突發(fā)性的。第二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一另一種是起伏干擾，它主要來源于有源器件中電子或載流子運動的起伏變化，如電阻的熱噪聲：天線輻射等原因造成的干擾，它對已調(diào)波信號造成的影響是連續(xù)的。在此主要研究起伏干擾的影響。起伏干擾是各態(tài)歷經(jīng)的平穩(wěn)高斯白噪聲干擾。高斯噪聲是指它的概率密度函數(shù)為正態(tài)分布；白噪聲是指它的功率譜密度為均勻分布；平穩(wěn)是指其概率密度函數(shù)與時間無關；各態(tài)歷經(jīng)是指其統(tǒng)計平均與時間平均相等。調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲干擾的性能往往用解調(diào)器的抗噪聲干擾能力來衡量。解調(diào)器抗噪聲干擾性能的模型如圖9.1所示。第三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.1解調(diào)器抗噪聲性能模型第四頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一已調(diào)波信號us(t)與噪聲n(t)在信道中疊加。在接收端經(jīng)過帶通濾波器，濾除帶外噪聲，加在解調(diào)器輸入端的是有用信號usi(t)和窄帶噪聲ni(t)。解調(diào)器輸出信號為uso(t)，輸出噪聲為no(t)。描述解調(diào)器抗噪聲干擾的能力用信噪比增益G表示。G的定義為輸出信噪比輸入信噪比(9.1―1)第五頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

2.振幅調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能

(1)雙邊帶調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能。雙邊帶信號用同步檢波器進行解調(diào)。解調(diào)器的輸入信號為usi(t)=uΩ(t)·cosωCt其平均功率等于輸入的窄帶噪聲第六頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

nc(t)和ns(t)為窄帶隨機噪聲的正交分量。ni(t)的單邊功率譜分布如圖9.2(a)所示。nc(t)、ns(t)的單邊功率譜分布如圖9.2(b)所示。輸入噪聲的平均功率(9.1―2)

BDSB是濾取雙邊帶信號的帶通濾波器帶寬，n0是噪聲功率譜密度。輸入信噪比(9.1―3)第七頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.2窄帶噪聲單邊功率譜第八頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一由于信號與噪聲是不相關的，所以輸出信號的平均功率和輸出噪聲的平均功率可分開計算。輸出信號的平均功率輸出噪聲的平均功率因此，輸出信噪比信噪比增益(9.1―4)(9.1―5)第九頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

(2)單邊帶系統(tǒng)抗噪聲性能。同步檢波器輸入的是單邊帶信號因此第十頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

BSSB是單邊帶調(diào)制系統(tǒng)的帶寬。輸入信噪比(9.1―6)輸出信噪比(9.1―7)則單邊帶調(diào)制系統(tǒng)的信噪比增益(9.1―8)第十一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

(3)AM調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲能力。AM調(diào)幅系統(tǒng)檢波器的輸入信號為(9.1―9)

BAM是AM系統(tǒng)的帶寬。輸入信噪比第十二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一檢波器的輸出電壓在檢波器電壓傳輸系數(shù)等于1時

uo(t)=Usi+kuΩ(t)+nc(t)

輸出信號的平均功率輸出的噪聲平均功率由此可得輸出信噪比(9.1―10)所以，在強信號的情況下，AM系統(tǒng)的信噪比增益第十三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一當kuΩ(t)=maUsif(t),ma=1,f(t)=cosΩt時(9.1―11)第十四頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

3.頻率調(diào)制系統(tǒng)抗噪聲干擾性能鑒頻器輸入信號為調(diào)頻信號輸入信號的平均功率輸入噪聲平均功率BFM是調(diào)頻系統(tǒng)的帶寬。第十五頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

(1)信號比噪聲強得多的情況：輸入信號與噪聲相加的和信號為和信號、輸入信號、輸入噪聲之間的矢量關系可用圖9.3所示的矢量圖來表示。由圖可見由于Usi>>Uni，所以第十六頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一則和信號的相位圖9.3高信噪比輸入信號與噪聲的矢量合成第十七頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一輸出噪聲與和信號相位噪聲之間是微分關系。根據(jù)微分信號功率譜密度的公式，可知輸出噪聲的功率譜密度等于2Ω2n0，它與頻率成平方的關系，如圖9.4所示。因此鑒頻器輸出噪聲的平均功率由此可得鑒頻器的輸出信噪比為(9.1―13)第十八頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.4鑒頻器輸出噪聲功率譜第十九頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一由于調(diào)頻指數(shù)mf=Δωm/Ω，調(diào)頻信號的帶寬BFM=2(mf+1)Ω，所以，從上式可導出輸出信噪比(9.1―14)(9.1―15)鑒頻器的信噪比增益第二十頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一當mf=5時，信噪比增益等于450。顯然，調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲干擾的能力大大優(yōu)于調(diào)幅系統(tǒng)。下面對調(diào)頻系統(tǒng)和AM調(diào)幅系統(tǒng)的抗噪聲干擾性能做一個具體的比較。為了對兩種系統(tǒng)的信號加以區(qū)分，分別加下綴AM和FM以示區(qū)分。根據(jù)(9.1―9)式，可知AM系統(tǒng)的輸入信號功率等于當kuΩ(t)=UsiAMmaf(t),ma=1,f(t)=cosΩt時第二十一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一調(diào)頻系統(tǒng)的輸入信號功率假設調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)的輸入信號功率相等。即SiAM=SiFM。則AM調(diào)幅系統(tǒng)的輸出信噪比(9.1―16)第二十二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一在單一頻率調(diào)制情況，BAM=2Ω，則把調(diào)頻系統(tǒng)輸出信噪比式(9.1―13)與調(diào)幅系統(tǒng)輸出信噪比式(9.1―16)相比得(9.1―16)(9.1―17)第二十三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

(2)信號比噪聲弱得多的情況：在這種情況下，輸入信號usi、輸入噪聲ni以及它們的和信號usi+ni之間的矢量關系可以用圖9.5表示。由圖可求得由于Uni>>Usi，則得和信號的相位由此可得鑒頻器的輸出電壓(9.1―19)第二十四頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一由于(9.1―19)式中兩項均為噪聲，信號被噪聲擾亂而無法提取，這也是噪聲門限效應。噪聲門限值的大小與調(diào)頻指數(shù)mf大小有關，mf越大，噪聲門限值越高。當輸入信噪比低于噪聲門限時，輸出信噪比就會急劇下降，從而無法實現(xiàn)解調(diào)。輸出信噪比與輸入信噪比的關系可以用圖9.6描述。圖中示出了DSB系統(tǒng)輸出信噪比與輸入信噪比的關系，它是通過原點的一條直線，不存在門限效應。第二十五頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.5低信噪比輸入信號與噪聲的矢量合成第二十六頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.6信噪比改善與噪聲門限第二十七頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.7高頻分量的提升與恢復

(a)預加重電路；(b)去加重電路第二十八頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

9.1.2其他方面

1.信號帶寬調(diào)頻系統(tǒng)噪聲性能的改善完全是依靠增加帶寬換取的。由于調(diào)頻系統(tǒng)占用的帶寬寬，因而這種系統(tǒng)只適用于在高頻以上的波段工作。為了節(jié)約頻帶，解決電臺擁擠問題，許多情況仍采用AM調(diào)制或單邊帶調(diào)制。第二十九頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

2.發(fā)射機的功率電平由于調(diào)頻信號是等幅波，它的最大功率就是平均功率，所以調(diào)頻系統(tǒng)可充分利用發(fā)射管。而調(diào)幅系統(tǒng)，當ma=1時，最大功率約等于平均功率的2.7倍，這樣發(fā)射管的選取應按最大功率要求。而工作過程中，大部分時間都處于平均功率狀態(tài)，因此發(fā)射管不能充分利用。此外，調(diào)幅信號振幅變化，對發(fā)射管的耐壓也提出了較高的要求。調(diào)幅發(fā)射機的調(diào)試往往由于工作的不慎，很易引起發(fā)射管的損壞，因此也給使用帶來許多不便。第三十頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

3.設備復雜情況一般情況下，調(diào)頻系統(tǒng)比調(diào)幅系統(tǒng)要復雜，技術難度要高。調(diào)頻接收機成本相應也要高。第三十一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一9.2調(diào)頻廣播從表9.1可以看出，調(diào)頻廣播在音樂傳送質(zhì)量上大大優(yōu)于調(diào)幅廣播。所以，高質(zhì)量的音樂廣播都采用頻率調(diào)制體制。目前，調(diào)頻廣播又分成單聲道的調(diào)頻廣播和多聲道的立體聲廣播。1958年美國開播立體聲調(diào)頻廣播。我國近幾年來，一些城市也正式開辟了立體聲調(diào)頻廣播。下面以調(diào)頻立體聲廣播為例，介紹頻率調(diào)制的應用。第三十二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一表9.1調(diào)幅廣播與調(diào)頻廣播比較第三十三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

9.2.1立體聲人的耳朵有聽覺定位的能力。這是由于一個聲源發(fā)出的聲波，經(jīng)信道送入人的兩只耳朵的聲波存在著強度差、時間差和音色差。這種差別作用于人的中樞神經(jīng)，從而判出聲源的位置。這種聽覺定位功能，使人們生活中隨時感受到的是立體空間的聲響效果，這就是立體聲。第三十四頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一聽覺定位特性可通過如下的一些實驗實例說明。經(jīng)測定，在人的正前方水平面上，人耳聽覺定位的準確度一般在10°~15°，靈敏的人定位精度可達3°，后方定位能力較差。在人的正前方左右兩側(cè)放置兩個等距離的聲源，當從兩個聲源發(fā)送出的聲波分別傳入人耳的強度差、時間差、音色差均為零時，聽覺定位結果，聲音如同來自于正前方的一個聲源。這個等效聲源叫聲像，如同圖9.8所示。第三十五頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.8雙揚聲器等效聲像示意圖第三十六頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

9.2.2雙聲道調(diào)頻立體聲信號的發(fā)射

1.雙聲道調(diào)頻立體聲廣播的制式雙聲道立體聲發(fā)射系統(tǒng)先將聲源的全部信息分成左(L)、右(R)兩路聲頻信號，然后再將兩路聲頻信號經(jīng)過處理后，在發(fā)射機中被調(diào)制在載波上發(fā)送出去。雙聲道立體聲接收重放系統(tǒng)則把接收到的立體聲廣播信號經(jīng)過解調(diào)恢復成左、右兩路聲頻信號，再將它們分別送到位于收聽者左前方和右前方的兩套獨立的揚聲器。左、右兩路信號的強度差、時間差、音色差就會使收聽者感受到立體聲的空間效果。第三十七頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一雙聲道立體聲廣播系統(tǒng)首先要解決的問題是如何拾取左、右雙聲道信號。通常采用的方法有AB制、XY制、MS制、假人頭制等等。各種拾取方法各有其優(yōu)缺點。采用哪種方法，要根據(jù)錄制的要求和節(jié)目的內(nèi)容而定。立體聲廣播系統(tǒng)要解決的第二個問題是左(L)、右(R)聲道信號的傳輸問題，也就是立體聲廣播的制式問題。第三十八頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一制式選取的原則，第一是要有兼容性。即立體聲廣播接收機可以接收單聲道廣播信號，而無立體聲效果。單聲道廣播接收機可接收立體聲廣播信號，實現(xiàn)單聲道收音。第二是要保證左右兩路聲頻信號高質(zhì)量的傳輸，在接收機中能高質(zhì)量的重現(xiàn)。第三是制式的實現(xiàn)技術不太困難，設備不太復雜，成本低，價格是收聽者能接受的。第三十九頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

2.導頻制調(diào)頻立體聲廣播信號

AM-FM制調(diào)頻立體聲的基帶信號包括4個部分。第一部分是和信號M=R+L，由于它包含了全部的信息，所以把它叫主信道，它占據(jù)的頻帶寬度等于15kHz.第二部分是差信號的抑制載波雙邊帶調(diào)制信號，即DSB信號，(L-R)×cosω0t。ω0是副載波的角頻率，其值等于2π×38×103rad/s。稱這部分信號叫副信道，它占據(jù)的帶寬等于30kHz(±15kHz)。第三部分是導頻信號，它的頻率等于1/2副載波頻率，其值等于19kHz。第四十頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一第四部分是輔助通信廣播信號，簡稱為SCA廣播。SCA廣播是利用頻率等于67kHz的副載波傳送各種輔助通信業(yè)務，如氣象、教育、宗教、經(jīng)濟、交通等特別節(jié)目。我國上海、西安等城市利用SCA廣播發(fā)布股票行情信息。SCA廣播采用FM調(diào)制，占據(jù)的頻帶寬度等于16kHz(±8kHz)，即最低頻率為59kHz,最高頻率為75kHz。這四部分信號的頻譜分布如圖9.9所示。第四十一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.9具有SCA廣播的調(diào)頻立體聲信號頻譜分布示意圖第四十二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

3.調(diào)頻立體聲廣播信號的發(fā)射調(diào)頻立體聲廣播發(fā)射機的框圖如圖9.10所示。左、右聲道語言或音樂信號的能量通常集中在200~15000Hz頻率范圍內(nèi)。頻率越高，信號的能量越小。從前面分析已知鑒頻器輸出的噪聲功率譜密度在帶內(nèi)與頻率的平方成正比，所以，低頻和中頻的信噪比高，高頻信噪比低。為了提高高頻分量的信噪比，左右聲道信號首先經(jīng)過預加重電路，將高頻分量提升。第四十三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.10調(diào)頻立體聲發(fā)射機框圖第四十四頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

9.2.3雙聲道調(diào)頻立體聲信號的接收雙聲道調(diào)頻立體聲接收機的框圖如圖9.11所示。與單聲道調(diào)頻接收機比較，它的不同之處一是調(diào)頻立體聲接收機在頻率檢波之后有一個立體聲解碼電路，它的作用是形成左、右兩聲道的信號；二是雙聲道調(diào)頻立體聲接收機低頻部分是兩路，它們分別把左、右聲道的信號放大后，送給各自的揚聲器。第四十五頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.11調(diào)頻立體聲接收機框圖第四十六頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一下面僅就雙聲道調(diào)頻立體聲解碼的方法做一個簡要的介紹。目前廣泛采用的是時間分離式(又稱開關式)解碼電路，其框圖如圖9.12所示。經(jīng)頻率檢波器檢波得到雙聲道復合信號(L+R)+(L-R)·cosω0t=L(1+cosω0t)+R(1-cosω0t)

第四十七頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.12時間分離式解碼電路框圖第四十八頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一式中，1+cosω0t和1-cosω0t相差180°,所以R、L的數(shù)值也相差180°。當ω0t=0時，L(1+cosω0t)=2L，R(1-cosω0t)=0；當ω0t=π時，L(1+cosω0t)=0,R(1-cosω0t)=2R。可見，在相角ω0t等于0，2π，4π，…，2nπ各點的復合信號值等于左聲道的信號值；在ω0t等于π,3π,5π,…,(2n+1)π各點的復合信號值等于右聲道的信號值。如左聲道是正弦波信號，右聲道是方波信號，則復合信號的波形如圖9.13所示。第四十九頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.13立體聲復合信號第五十頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.14是用斬波器實現(xiàn)的立體聲解碼電路。晶體二極管VD1、VD2、VD3、VD4組成一個斬波電路，副載波電壓u0經(jīng)調(diào)諧放大器放大，經(jīng)變壓器耦合輸出。us是立體聲復合信號。由于u0us，所以二極管的導通狀態(tài)基本上是u0決定的。u0的正半周，VD1、VD2導通，VD3、VD4截止，A點電壓等于us，經(jīng)RC網(wǎng)絡平滑取出左聲道信號；u0的負半周，VD1、VD2截止，VD3、VD4導通，B點電壓等于us，經(jīng)RC網(wǎng)絡平滑取出右聲道信號。第五十一頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.14立體聲解碼電路第五十二頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一

38kHz副載波信號是通過副載波恢復形成電路得到的。目前，廣泛采用鎖相方法。這部分電路的原理將在后續(xù)章節(jié)中介紹。在此僅給出副載波恢復電路的框圖，如圖9.15所示。立體聲復合信號通過緩沖放大器和19kHz帶通濾波器，取出19kHz導頻信號。第五十三頁，共六十一頁，編輯于2023年，星期一圖9.15副載波恢復電路