同步bck變換器電感電流倒灌解決方案

同步bck變換器電感電流倒灌解決方案

近年來，隨著低壓、高壓和有效開關(guān)的廣泛應(yīng)用，采用低效率同步輸出器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的電流治理已成為提高效率的主要技術(shù)。對(duì)于同步BUCK變換器,系統(tǒng)在滿負(fù)載情況下,工作于連續(xù)電流模式(CCM);但其在輕負(fù)載時(shí),系統(tǒng)工作于強(qiáng)迫連續(xù)電流模式(FCCM)或非連續(xù)電流模式(DCM)。由于DCM的效率比FCCM的效率高,因此大部分同步BUCK變換器在輕載時(shí)工作于DCM模式,這就需要高性能的電感電流過零檢測電路。另外,當(dāng)系統(tǒng)工作于非電流連續(xù)模式時(shí),由于變換器內(nèi)部的延遲,致使同步管續(xù)流至零時(shí),系統(tǒng)不能馬上將其關(guān)斷,這必然導(dǎo)致電感電流的倒灌,從而影響整體電路的性能指標(biāo),因此合理地設(shè)計(jì)零檢測電路的電流門限也很關(guān)鍵。文中詳細(xì)地介紹了同步BUCK變換器過零檢測機(jī)制,且設(shè)計(jì)了一種新穎的過零檢測電路,通過仿真驗(yàn)證其工作性能良好。1中小型電平時(shí)開關(guān)放電同步BUCK變換器的拓?fù)淙鐖D1所示,其中Driver信號(hào)是帶有死區(qū)時(shí)間控制的PWM方波,M1為主開關(guān)管,M2為同步整流管,L為儲(chǔ)能電感,C為輸出電容,RL為負(fù)載電阻。當(dāng)Driver信號(hào)為高電平時(shí)開關(guān)管M1導(dǎo)通,輸入電壓對(duì)電感充電;當(dāng)Driver信號(hào)為低電平時(shí)M2導(dǎo)通,電感放電。首先假設(shè)圖1中的功率管M1、M2的導(dǎo)通阻抗分別為RON1、RON2,則在開關(guān)管M1導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓VSW1可表示為:同步整流管M2導(dǎo)通時(shí)SW端的電壓VSW2為:假設(shè)RON1、RON2為定值,根據(jù)式(1)、式((2)可知,SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系,因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號(hào)。2過零檢測電路由第2節(jié)知道,電感電流降低到零時(shí),SW=0。但由于變換器內(nèi)部的延遲,致使同步管續(xù)流至零時(shí),系統(tǒng)不能馬上將同步管關(guān)斷,這必然導(dǎo)致電流的倒灌。因此在實(shí)際應(yīng)用中,通常選取略低于0V的SW電壓值作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)。另外系統(tǒng)在充放電之間切換初期,SW電壓不穩(wěn)定,因此需要屏蔽掉這段時(shí)間,檢測結(jié)果才夠精準(zhǔn)?；谝陨戏治?本文中的過零檢測電路包括以下兩部分:邊沿隱匿電路和負(fù)閾值電壓比較器。邊沿隱匿電路能有效屏蔽整流管導(dǎo)通瞬間SW端電位擾動(dòng)對(duì)過零檢測電路造成的誤觸發(fā);負(fù)電壓閾值比較器監(jiān)測SW端電位,一旦SW電位達(dá)到負(fù)電壓閾值,比較器輸出保護(hù)信號(hào),系統(tǒng)將關(guān)斷整流管,防止倒灌。2.1過零檢測和放電過零檢測電路如圖2所示,其中虛線框中的數(shù)字邏輯電路即為邊沿隱匿電路?？刂菩盘?hào)HS_dr是與BUCK變換器開關(guān)管M1柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)同頻同相的信號(hào),即當(dāng)HS_dr=1時(shí),電感充電;當(dāng)HS_dr=0時(shí),電感放電。整個(gè)電路的輸出信號(hào)ZC_OUT在SW=SW_TH時(shí)翻轉(zhuǎn)為高電平,系統(tǒng)將整流管M2關(guān)閉。(1)電感充電時(shí)段,開關(guān)管M1導(dǎo)通,整流管M2截止,此時(shí)不需要過零檢測電路?？刂菩盘?hào)HS_dr=1,經(jīng)過或非門,強(qiáng)制將ZC_OUT拉到地。且MN1導(dǎo)通,將A點(diǎn)拉到地,經(jīng)過施密特觸發(fā)器后,B點(diǎn)為高電平,使得過零比較器的輸出允許信號(hào)CTR=1,將比較器的輸出OUT強(qiáng)制到高電平。因此整個(gè)充電過程,過零檢測的輸出為低電平。(2)電感放電時(shí)段,開關(guān)管M1截止,整流管M2導(dǎo)通,需要過零檢測電路。此時(shí)控制信號(hào)HS_dr=0,不影響輸出信號(hào)ZC_OUT。MN1截止,A點(diǎn)將由恒定電流I對(duì)電容C0充電,當(dāng)A點(diǎn)充電到施密特觸發(fā)器的下門限VT-時(shí),B點(diǎn)將翻轉(zhuǎn)為低電平,經(jīng)過兩級(jí)反向器后使得信號(hào)CTR=0,允許過零比較器正常工作。因此在放電初期,當(dāng)A沒有充到施密特門限值時(shí),將使ZC_OUT=0,此后ZC_OUT將隨SW變化。充電時(shí)間由下式確定:2.2負(fù)閾值電壓比較器的設(shè)計(jì)2.2.1比較器輸出的限制負(fù)閾值電壓比較器的整體電路如圖3所示。其中VDD為電源,VSS為地信號(hào);I_bias為直流電流偏置;EN為比較器的使能控制信號(hào),低電平有效;CTR為邊沿隱匿電路產(chǎn)生的比較器輸出允許信號(hào),低電平時(shí)輸出允許。Vn為比較器的負(fù)端輸入,Vp為比較器的正端輸入,其中MOS管N1為高壓管,R1=R2。由于輸入電壓要求到0V,因此采用電阻負(fù)載P管放大的差分電路作為輸入級(jí),這樣能增大共模輸輸入范圍(ICMR)。忽略開關(guān)管的壓降,其共模輸入范圍可表示為:由式(4)可以看出ICMR最小能到達(dá)負(fù)值。輸入級(jí)電路的功能是將輸入的差分電壓進(jìn)行放大,其電壓增益可表示為:第2級(jí)為高增益級(jí),采用電流鏡做負(fù)載P管放大的雙端變單端結(jié)構(gòu),其電壓增益表示為:2.2.2比較器負(fù)電壓閾值由于比較器的核心電路采用的是完全對(duì)稱的結(jié)構(gòu),因此輸入失調(diào)電壓約為0V。圖3中的NMOS管N1與N2工作在開關(guān)狀態(tài),其導(dǎo)通電阻為:因此比較器的正負(fù)端電壓Vp與Vn可表示為:當(dāng)Vn=Vp時(shí),比較器輸出發(fā)生反轉(zhuǎn),因此由式(8)可推出,SW的負(fù)電壓閾值為:由式(9)可知,調(diào)節(jié)N1與N2的寬長比或調(diào)節(jié)電流I1與I0都可改變SW的門限值,使其滿足設(shè)計(jì)的負(fù)閾值要求。3sw負(fù)序特性仿真將上述過零檢測電路應(yīng)用于一款同步BUCK電路中,基于0.5μmBCD工藝和HSPICE軟件進(jìn)行仿真。輸入電壓4V~16V,開關(guān)頻率400kHz,儲(chǔ)能電感4.7μH,輸出電容44μF,RON1=250mΩ、RON2=200mΩ,設(shè)SW的負(fù)閾值電壓為-45mV,其仿真驗(yàn)證結(jié)果如下:圖4為系統(tǒng)溫度在0~85℃變化時(shí),比較器的輸出信號(hào)隨著SW端電壓變化曲線。從圖上可看出其負(fù)閾值電壓從-40mV變化到-50mV,變化范圍為10mV。閾值電壓容差較小,比較器性能較為穩(wěn)定。圖5為整個(gè)電路仿真波形。從圖上可看出SW電壓在切換時(shí),先經(jīng)過1μs時(shí)間的邊沿隱匿,CTR變?yōu)榈碗娖?此后才允許比較器的輸出OUT隨著SW電壓變化,且OUT在SW=-44.7mV左右時(shí)提前翻轉(zhuǎn)為低電平,經(jīng)過數(shù)字邏輯后使ZC_OUT翻轉(zhuǎn)為高電平。系統(tǒng)中有無過零檢測電路的仿真結(jié)果如圖6所示。由圖可知:系統(tǒng)輕載時(shí),當(dāng)沒有過零檢測電路,系統(tǒng)將工作于FCCM模式,電感電流發(fā)生了嚴(yán)重的倒灌現(xiàn)象;而有過零檢測電路時(shí),當(dāng)電感電流減小到零后,系統(tǒng)將進(jìn)入DCM模式,防止電流倒灌,達(dá)到設(shè)計(jì)要求。4特性好的溝道電阻來豐富電流介紹了一種新穎的、可應(yīng)用于同步Buck芯片的過零檢測電路,該電路利用MOS管工作在線性區(qū)時(shí)