中國地質(zhì)大學(xué)光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置

C2000參賽項(xiàng)目報(bào)告（命題組）題目：基于TMS320F28027的光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置學(xué)校：中國地質(zhì)大學(xué)（武漢)指導(dǎo)教師：葉敦范（教授）參賽隊(duì)成員名單(含個(gè)人教育簡歷):張懷、本科生、中國地質(zhì)大學(xué)(武漢）代紅波、本科生、中國地質(zhì)大學(xué)（武漢)鄧巧、本科生、中國地質(zhì)大學(xué)（武漢)光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置張懷、代紅波、鄧巧（中國地質(zhì)大學(xué)(武漢）機(jī)械與電子信息學(xué)院郵編:430074)摘要：該系統(tǒng)采用TI公司的C2000處理器TMS320F28027作為光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置的控制核心。DC-AC電路采用由TMS320F28027產(chǎn)生的SPWM波控制的電壓型全橋式電路，開關(guān)功率元件選用功率場(chǎng)效應(yīng)管IRF3205。輸入30V直流電壓，經(jīng)過逆變器DC-AC轉(zhuǎn)換后用工頻隔離變壓器進(jìn)行升壓。系統(tǒng)具有最大功率點(diǎn)跟蹤功能，輸出電壓的頻率與模擬電網(wǎng)電壓的正弦參考信號(hào)的頻率以及相位保持一致，即具有頻率跟蹤和相位跟蹤功能。系統(tǒng)具有過流、欠壓保護(hù)功能以及故障排除后自動(dòng)恢復(fù)功能。關(guān)鍵字:TMS320F28027；DC-AC；最大功率點(diǎn)跟蹤；頻率跟蹤；相位跟蹤Abstract：ThesystemchoosesTICompanyC2000processorTMS320F28027asphotovoltaicgrid—connectedinvertersystemcontrolcoredevice.DC-ACcircuitusesSPWMwaveproducedbyTMS320F28027tocontrolthevoltagetypebridgecircuit，andswitchingpowercomponentsselectthepowerMOSFETIRF3205.ThesystemMaximumpowerpointtrackingsystemhasthefunctionofoutputvoltage,frequencyandvoltagereferencesignalfrequencysinewaveandconsistentwithphasefrequencytrackingandphasetrackfunction。Systemwiththeflow,protectionfunctionsandtroubleshootingautomaticallyrestorefunction。Keywords：TMS320F28027；DC-AC；maximumpowerpointtrace；frequencytracking;Phasetrack引言我們所選的是題目一，要求是制作模擬光伏電網(wǎng)裝置，用直流穩(wěn)壓電源US和電阻RS模擬光伏電池，uREF為模擬電網(wǎng)電壓的正弦參考信號(hào),要求完成輸出信號(hào)與參考信號(hào)同頻同相，并實(shí)現(xiàn)最大頻率跟蹤。由于傳統(tǒng)型能源的消費(fèi)給我們的生態(tài)環(huán)境帶來了惡劣的影響，因此世界各國都在積極尋找一種可持續(xù)發(fā)展且無污染的綠色能源。太陽能光伏發(fā)電作為潔凈的和未來最有希望的發(fā)電方式之一，越來越受到人們的重視,而光伏發(fā)電系統(tǒng)的逆變器控制就是其中一個(gè)非常重要的研究課題。本系統(tǒng)就是研究基于DSP的光伏并網(wǎng)模擬裝置。為了使逆變器輸出的交流電流為穩(wěn)定的高質(zhì)量的正弦波,且與電網(wǎng)電壓嚴(yán)格同頻同相,逆變器的控制至關(guān)重要。本系統(tǒng)采用TMS320LF28027芯片實(shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)模擬裝置的方法，該方法簡單實(shí)用,便于修改。而且實(shí)現(xiàn)了同頻同相控制,具有最大頻率跟蹤功能，輸出正弦波失真度小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該方法應(yīng)用于光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中具有很好的控制效果。系統(tǒng)指標(biāo)類型序號(hào)項(xiàng)目與指標(biāo)測(cè)試記錄基本要求(1）最大功率點(diǎn)跟蹤功能RL=30Ω時(shí)，測(cè)量RS=30Ω和RS=36Ω時(shí)的Ud,分別記為Ud1和Ud2US=59.9VUd1=29.4V，Ud2=28.4VRS=30Ω時(shí)，測(cè)量RL=30Ω和RL=36Ω時(shí)的Ud,分別記為Ud1和Ud2US=59。9VUd1=29。4V，Ud2=30.4V(2）頻率跟蹤功能：RS=RL=30Ω時(shí)，測(cè)量不同fREF下的fFfREF=45HzfF=44.99HzfREF=50HzfF=50.02HzfREF=55HzfF=55.01Hz(3)RS=RL=30Ω時(shí)，測(cè)量效率:≥60%滿分，每降低1％扣1分Uo1=26。7VIo1=0.89Ud=28.5VId=1。05=80.22％（4）RS=RL=30Ω時(shí)，測(cè)量uo的失真度：THD≤5％滿分,每增加1%扣1分THD=2.5％（5)欠壓保護(hù)有動(dòng)作電壓Ud（th）=25V（6)過流保護(hù)功能有動(dòng)作電流Io（th)=1.5發(fā)揮部分（1）≥80%滿分=80.220％(2）THD≤1％滿分,每增加1%扣1分THD=2。5％(3）相位跟蹤功能：RS=RL=30Ω時(shí)，測(cè)uF與uREF的相位差測(cè)量不同fREF下的:=11。7°:=14.4°：=7。9°測(cè)量容性負(fù)載下的:=11.7°:=14。4°：=18.6°(4)自動(dòng)恢復(fù)功能有系統(tǒng)方案總體介紹本系統(tǒng)的系統(tǒng)總體框圖如圖3所示，系統(tǒng)主要由DSP控制器，DC-AC逆變器，逆變器驅(qū)動(dòng)電路，LC濾波電路，過流保護(hù),欠壓保護(hù)電路組成。信號(hào)處理部分以TMS320F28027DSP芯片作為控制和測(cè)量的核心，并且由DSP產(chǎn)生兩路SPWM波,選用IR2103芯片作為驅(qū)動(dòng)電路，為了防止后面的電路對(duì)DSP造成干擾,采用高速光耦進(jìn)行隔離，系統(tǒng)的總體框圖1如所示.圖1系統(tǒng)總體框圖圖1系統(tǒng)總體框圖SPWM產(chǎn)生原理PWM控制方式就是對(duì)逆變電路開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制.這里需要用到采樣控制理論中的一個(gè)重要結(jié)論:沖量相等而形狀不同的脈沖，加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。將PWM技術(shù)引進(jìn)單相全橋逆變電路既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率，同時(shí)還能可以很好地解決諧波問題。DSP由內(nèi)部的EPWM模塊定時(shí)器進(jìn)行計(jì)數(shù)，定時(shí)器的周期寄存器裝載三角載波周期所需要的計(jì)數(shù)值,同時(shí)將正弦波各個(gè)比較點(diǎn)的幅值取出,送給EPWM的比較寄存器，當(dāng)定時(shí)器的計(jì)數(shù)值與比較寄存器的值相等時(shí),發(fā)生比較匹配。定時(shí)器繼續(xù)計(jì)數(shù)直至達(dá)到周期寄存器的值,發(fā)生周期匹配，一個(gè)三角載波周期結(jié)束。如果需改變?nèi)禽d波頻率和比較值，只需改變相應(yīng)的周期寄存器和比較寄存器的值，相應(yīng)的引腳即輸出寬度不等的PWM波.在整個(gè)過程中，三角載波和正弦波并沒有出現(xiàn)，它們只是一種抽象的波形。以下是PWM波發(fā)生的簡要示意圖（如圖2所示）。圖2SPWM波產(chǎn)生原理示意圖同頻控制原理為了使逆變之后的正弦信號(hào)與并網(wǎng)信號(hào)同頻，先利用電壓整形電路將電網(wǎng)電壓正弦參考信號(hào)整成方波，將方波信號(hào)接入DSP的捕獲引腳CAP1上，由DSP捕獲方波信號(hào)的上升沿，如圖4所示，由CAP1引腳輸入端方波，捕獲兩次,即并網(wǎng)信號(hào)的一個(gè)周期，，TMS320F28027為CAP1分配一個(gè)時(shí)鐘基準(zhǔn)，并設(shè)置遞增的計(jì)數(shù)模式；CAP1引腳捕捉方波信號(hào)的上升沿,并記錄此時(shí)定時(shí)器的值，MOD4CTR來計(jì)算捕獲的次數(shù)，相鄰兩次定時(shí)器值之差就是所測(cè)電網(wǎng)電壓的周期，用該周期作為正弦調(diào)制波的周期,CAP1和CAP2兩個(gè)寄存器分別記錄第一次捕獲和第二次捕獲的定時(shí)器的值。通過調(diào)整PWM周期寄存器的值，相應(yīng)的調(diào)整信號(hào)的頻率，進(jìn)而達(dá)到同頻控制的目的。圖3同頻控制原理同相控制原理同步鎖相是光伏并網(wǎng)系統(tǒng)一項(xiàng)關(guān)鍵的技術(shù)，其控制精確度直接影響到系統(tǒng)的并網(wǎng)運(yùn)行件能。倘若鎖相環(huán)電路不可靠,在逆變器與電網(wǎng)并網(wǎng)工作切換過群中會(huì)產(chǎn)生逆變器與電網(wǎng)之間的環(huán)流，對(duì)沒備造成沖擊，這樣會(huì)縮短設(shè)備使用壽命，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)造成設(shè)備的損壞。圖4同相控制連接示意圖圖4同相控制連接示意圖要做到同步鎖相，首先要產(chǎn)生同步信號(hào)。將電網(wǎng)電壓信號(hào)經(jīng)整形產(chǎn)生同步方波信號(hào),當(dāng)DSP檢測(cè)到同步信號(hào)的上跳沿時(shí)（在同相控制中有捕獲方波信號(hào)的上升沿），便產(chǎn)生同步中斷，將同步方波信號(hào)輸入DSP的外部中斷口GPIO18，捕捉電網(wǎng)電壓的過零點(diǎn)，主要是采集正弦信號(hào)的下降沿，同時(shí)程序采用了一個(gè)輔助寄存器ARx(x=0，1,2,?，7）進(jìn)行SPWM波的計(jì)數(shù).一個(gè)完整的半周期SPWM波需要取64個(gè)點(diǎn)進(jìn)行比較。在同步中斷中,在上升沿CAP1發(fā)生中斷時(shí),ARx的初值設(shè)為64,以后每比較一次，輔助寄存器值減1。如果在下降沿發(fā)生中斷時(shí)，該寄存器的值不為0，則需要改變SPWM波的三角載波的頻率以進(jìn)行鎖相調(diào)整。下面是計(jì)算調(diào)整后的發(fā)生SPWM波的相關(guān)定時(shí)器周期寄存器T1PR值的公式：NT′=NT—（x/64)NT=(1-x/64）NT式中，x是ARx中的值.x的值大于0時(shí)，表示SPWM波滯后x個(gè)點(diǎn),NT減小以加快三角載波的頻率;相反則表示超前x個(gè)點(diǎn),此時(shí)x為負(fù)值,NT增大以減慢三角載波的頻率。由于ARx計(jì)數(shù)時(shí),當(dāng)其中的數(shù)小于0時(shí),它會(huì)從0FFFFH開始往下遞減，負(fù)數(shù)在DSP內(nèi)部以補(bǔ)碼形式存儲(chǔ),0FFFFH就是-1的補(bǔ)碼,所以根本不用考慮超前還是滯后,只需按上面的公式即可算得新的NT值。這樣就實(shí)現(xiàn)了輸出電流與網(wǎng)壓的同相。最大功率跟蹤控制原理干擾觀測(cè)法是日前實(shí)現(xiàn)常用的方法之一。其原理是每隔一定的時(shí)間增加或者減少電壓，并觀測(cè)其后的功率變化方向，并決定下一步的控制信號(hào)。這種控制算法一般也采用功率反饋，即使用兩個(gè)傳感器對(duì)直流母線電流及其兩端的電壓分別采樣。這種控制方法雖然算法簡單，且易于硬件實(shí)現(xiàn)，但是響應(yīng)速度很慢，只適用于那些光照強(qiáng)度變化非常緩慢的場(chǎng)合。而且穩(wěn)態(tài)情況下，這種算法會(huì)導(dǎo)致光伏陣列的實(shí)際工作點(diǎn)在最大功率點(diǎn)附近小幅振蕩，因此會(huì)造成一定的功率損失而光照發(fā)生快速變化時(shí)，跟蹤算法可能會(huì)失效，判斷得到錯(cuò)誤的跟蹤方向。本系統(tǒng)采用的是PI算法，最大頻率跟蹤即MPPT控制原理，由于模擬電源US=60V，而其內(nèi)阻RS在30Ω～36Ω內(nèi)變化,MPPT需要及時(shí)、準(zhǔn)確地采樣當(dāng)前電壓Ud，并與前一時(shí)刻的電壓值比較，及時(shí)調(diào)整PWM，從而使。本系統(tǒng)采用PI控制算法來實(shí)現(xiàn)MPPT。其控制策略如圖5所示:PI控制PI控制算法調(diào)節(jié)SPWM波c(t)r(t)圖5MPPT算法控制策略圖5MPPT算法控制策略PI算法指的是比例控制和積分控制在積分控制中，比例控制是一種最簡單的控制方式。其控制器的輸出與輸入誤差信號(hào)成比例關(guān)系。當(dāng)僅有比例控制時(shí)系統(tǒng)輸出存在穩(wěn)態(tài)誤差（Steady-stateerror）?？刂破鞯妮敵雠c輸入誤差信號(hào)的積分成正比關(guān)系.對(duì)一個(gè)自動(dòng)控制系統(tǒng)，如果在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后存在穩(wěn)態(tài)誤差，則稱這個(gè)控制系統(tǒng)是有穩(wěn)態(tài)誤差的或簡稱有差系統(tǒng)(SystemwithSteady—stateError).為了消除穩(wěn)態(tài)誤差,在控制器中必須引入“積分項(xiàng)"。積分項(xiàng)對(duì)誤差取決于時(shí)間的積分，隨著時(shí)間的增加,積分項(xiàng)會(huì)增大。這樣,即便誤差很小，積分項(xiàng)也會(huì)隨著時(shí)間的增加而加大，它推動(dòng)控制器的輸出增大使穩(wěn)態(tài)誤差進(jìn)一步減小，直到等于零。因此，比例+積分（PI）控制器,可以使系統(tǒng)在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后無穩(wěn)態(tài)誤差。以上討論的這種方法的實(shí)現(xiàn)過程，其中對(duì)于輸出電壓值與電流值的獲得可以通過lO位的A／D轉(zhuǎn)換器來實(shí)現(xiàn)。但對(duì)于轉(zhuǎn)換精度的要求會(huì)很嚴(yán)，需要仔細(xì)的來選取。由于用此種方法，有其良好的穩(wěn)定性和可靠性,故在目前的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中被較多的采用。3、6理論分析與參數(shù)計(jì)算3、6、1MPPT參數(shù)計(jì)算PI控制算法是根據(jù)最大功率的電壓來輸出電壓，是與輸出電壓值一一對(duì)應(yīng)的。(1）當(dāng)=0，在最大功率點(diǎn)處（2)當(dāng)>0，在最大功率點(diǎn)左邊(3）當(dāng)〈0，在最大功率點(diǎn)右邊因?yàn)?=I+=，因此通過判斷,即G+dG的符號(hào)，就可以確定工作點(diǎn)的位置了。其控制方法的流程為：先設(shè)定Un，In為新測(cè)得的電壓與電流值:而Uo,Io為存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)的舊值。開始讀入新值Un，In后，先與舊值Uo,Io進(jìn)行比較，得到一個(gè)差值，即，，由于要作分母，故首先要判斷是否為零.若為零，則判斷是否為零，如果與均為零，則說明擾動(dòng)前后阻抗值不變,即達(dá)到了最大頻率：若為零，不為零，則需要相應(yīng)的增大或減小擾動(dòng)值。若不為零，則可以作分母,此時(shí)就要判斷式子的符號(hào)。如果為零,表明此時(shí)達(dá)到了最大功率點(diǎn):如果大于零，說明在最大功率點(diǎn)左邊,需要增加擾動(dòng):如果小于零，說明在最大功率點(diǎn)右邊，則需要減少擾動(dòng)。整個(gè)系統(tǒng)最后要達(dá)到，其直流電源系統(tǒng)原理圖如圖6所示。圖6直流電源系統(tǒng)圖6直流電源系統(tǒng)同頻、同相控制方案采用DSPTMS320F28027的捕獲功能測(cè)量并網(wǎng)信號(hào)的頻率，利用DSP的外部中斷測(cè)量并網(wǎng)信號(hào)與輸出信號(hào)的相位差,從而調(diào)節(jié)SPWM的周期，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的同頻同相。如圖7所示，為該系統(tǒng)同頻同相控制策略。比較器比較器并網(wǎng)信號(hào)方波信號(hào)捕獲功能誤差信號(hào)輸出信號(hào)PI調(diào)節(jié)SPWM周期外部中斷SHAPE圖7同頻同相控制策略圖7同頻同相控制策略將并網(wǎng)信號(hào)整成方波信號(hào)后,通過捕獲功能記錄并網(wǎng)信號(hào)的周期，并通過寄存器記錄，修改SPWM的周期.相位的控制時(shí)通過并網(wǎng)信號(hào)零點(diǎn)產(chǎn)生外部中斷,通過寄存器記錄誤差信號(hào)，3、6、3提高系統(tǒng)效率的方法開關(guān)頻率是影響逆變器效率的主要因素之一。開關(guān)頻率越大，半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)越多,則輸出正弦波失真度越小,因此，希望盡量提高開關(guān)頻率,以改善輸出特性。但是開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率的增加而增加，開關(guān)頻率越大，開關(guān)器件的損耗也就越多，又面臨效率問題，所以選擇合適的開關(guān)頻率是提高系統(tǒng)效率的重要環(huán)節(jié).考慮到題目對(duì)失真度的要求THD≤1%（發(fā)揮部分的指標(biāo)）,開關(guān)頻率也不能太低.結(jié)合實(shí)際電路的多次測(cè)試，選用6。4KHz作為本系統(tǒng)的開關(guān)頻率。開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗不可以忽略，所以對(duì)于開關(guān)器件的選擇也很重要,本系統(tǒng)選擇功率場(chǎng)效應(yīng)管IRF3205作為開關(guān)元件，其導(dǎo)通電阻只有8mΩ,導(dǎo)通壓降很低，系統(tǒng)在RS=RL=30Ω時(shí),工作電流約為1A，其損耗較小，能滿足題目對(duì)DC—AC變換器效率。相對(duì)于其他滿足題目耐壓值的開關(guān)器件，如：IRF9450、IRFP450來說，它們的導(dǎo)通電阻分別為200mΩ，400此外，濾波器的設(shè)計(jì)也很重要。該系統(tǒng)采用的是單極點(diǎn)LC低通濾波器,若是電感取值太大,則電路損耗也隨之加大,效率跟不上，而又要達(dá)到濾波的效果，因此，選好濾波器的參數(shù)很重要.3、6、4濾波器參數(shù)計(jì)算為了使逆變器輸出電壓正弦化，必須設(shè)置濾波器，本系統(tǒng)采用單極點(diǎn)LC低通濾波器。由電感線圈L和輸出濾波電容成的"L”型濾波器，又稱為電感輸入式濾波器。圖是其電路結(jié)構(gòu)和電流波形。電感線圈對(duì)高頻成分呈現(xiàn)很高的感抗，而電容對(duì)高頻成分呈現(xiàn)很小的容抗,從而達(dá)到在電路中抑制紋波和平滑直流的作用。濾波電感除了抑制紋波電流或電壓外，還承擔(dān)其他很多作用，如降低輸入電流的峰值和輸入濾波電容的紋波電流，因?yàn)榇渭?jí)濾波電感折算到一次側(cè)的電感量與（Np／Ns）2成正比.降低濾波電容C中流過的高頻紋波電流。降低開關(guān)管的集電極峰值電流和開關(guān)損耗。減小輕載時(shí)的負(fù)載變化,只要在濾波電感L設(shè)計(jì)時(shí)的電感量大于臨界負(fù)載電流所對(duì)應(yīng)的電感量，電流就不會(huì)出現(xiàn)斷續(xù)，電壓也不會(huì)出現(xiàn)過壓現(xiàn)象,起著穩(wěn)定輸出的作用。圖8濾波器的設(shè)計(jì)因此，由以上提到的幾點(diǎn)來看（包括在上一小節(jié)提高效率方法中提到的)，電感的取值很重要,不能太大,也不能太小。電感的大小影響電流的變化速度，連接電感L越小，系統(tǒng)的輸出電流io變化越小；L越大，io變化越慢.要使光伏發(fā)電模擬系統(tǒng)流入電網(wǎng)信號(hào)的變化率能夠迅速跟蹤給定電流信號(hào)，則其變化率能力dio/dt須大于給定電流信號(hào)的變化率dio＊/dt，所以：,也即（1）又由于裝置開關(guān)器件開關(guān)頻率的限制，電感量L不能取得太小，否則電流波動(dòng)劇烈，系統(tǒng)輸出諧波含量大，主電路無法正常工作，所以，（2）式中Δt為控制周期，Δi為每個(gè)控制周期內(nèi)允許的最大電流波動(dòng)值。由（1）（2）兩個(gè)式子可得電感L的取值范圍是:經(jīng)多次實(shí)際電路實(shí)驗(yàn)，結(jié)合題目對(duì)失真度的要求輸出濾波器的截止頻率的1/10，也即640Hz左右。當(dāng)負(fù)載RL=30Ω時(shí)，則系統(tǒng)的截止頻率計(jì)算公式，又有，且R=(0.5～0.8）RL，為了保持較好的輸出特性以及濾波效果,本系統(tǒng)選取R=0.6RL，因此，計(jì)算得：=4。48mH=20。86uF在實(shí)際電路的調(diào)試中，該濾波器的設(shè)計(jì)能得到正弦波，但是在正弦信號(hào)的半周期內(nèi)高頻分量較多，且是一些很尖的紋波，這些是共模干擾。共模干擾是有共模電流流到次級(jí)，而次級(jí)對(duì)地的阻抗很高,所以就形成尖峰電壓。示波器看的是兩點(diǎn)的電位差，共模是對(duì)地的,所以在示波器上不穩(wěn)定。其解決方法是在另一端加一個(gè)約100uH的電感。濾波效果較好，且加入的電感很低，故對(duì)系統(tǒng)的效率影響不大,可忽略不計(jì)。值得一提的是，電感的磁芯采用的是高頻特性好的鐵硅鋁，濾波效果更好。圖9LC低通濾波硬件設(shè)計(jì)DC-AC主回路DC—AC主回路如圖4所示，采用功率MOSFETIRF3205作為逆變器開關(guān)器件，它的優(yōu)點(diǎn)是導(dǎo)通電阻小,只有8mΩ，導(dǎo)通壓降低，速度快，驅(qū)動(dòng)電路損耗功率小，并且不存在熱電二次擊穿現(xiàn)象，從而提高系統(tǒng)的安全性能。同時(shí),由于Ud的電壓在30V左右,考慮到開關(guān)器件在開關(guān)掉過程中，寄生電感會(huì)產(chǎn)生感生電動(dòng)勢(shì)，并加到開關(guān)器件上，所以開關(guān)器件的耐壓值至少要高于Ud最大值的1.5倍，即至少為45V，而IRF3205的VDSS=55V。驅(qū)動(dòng)電路選用的是IR2103，它的芯片集成度高，可同時(shí)驅(qū)動(dòng)同一橋臂的上、下兩只開關(guān)器件，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)，芯片內(nèi)置520ns死區(qū)時(shí)間,防止了統(tǒng)一臂橋上兩個(gè)功率開關(guān)直通而造成短路，保證了系統(tǒng)的安全運(yùn)行。綜合考慮到各種情況,芯片自舉電容采用4.7uF,自舉二極管采用快恢復(fù)二極管IN4007。圖10DC—AC主回路DC—AC主回路采用全橋逆變系統(tǒng)，利用DSP芯片產(chǎn)生兩路相差180°的SPWM波，也就是說在同一橋臂上下兩個(gè)功率開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是互補(bǔ)的信號(hào)，即Q1、Q2的通斷狀態(tài)互補(bǔ)，Q3、Q4的通斷狀態(tài)互補(bǔ)。四個(gè)對(duì)角的開關(guān)功率臂以每個(gè)對(duì)角線的一個(gè)開關(guān)管為一組，依次導(dǎo)通和關(guān)斷，在負(fù)載一端就產(chǎn)生交替的正負(fù)電壓，形成交流輸出。當(dāng)此交替導(dǎo)通的頻率與負(fù)載所需的交流頻率相同時(shí)，其輸出的電壓就為方波電壓.當(dāng)開關(guān)管以比逆變交流輸出電壓高許多的頻率開關(guān),且每次開關(guān)的脈寬按照正弦波的幅值調(diào)制時(shí)，就變成了正弦波脈寬調(diào)制輸出的逆變器，加濾波器后其輸出的電壓波形就是正弦波輸出逆變器。驅(qū)動(dòng)電路與開關(guān)電路的距離要盡可能的短，以防止外界干擾。過流保護(hù)電路本系統(tǒng)采用外圍電路完成過流保護(hù)。題中要求動(dòng)作電流Io（th)=(1。5±0.2）A,由于電流不方便測(cè)量，選用電流互感器將電流取出。電流互感器輸出電流與輸入電流之比為1：2000，取樣電阻選為1KΩ，這樣就把電流轉(zhuǎn)換成電壓,且輸出電壓的有效值在1V左右。將從電流互感器出來的電壓接入交流有效值檢測(cè)電路，檢測(cè)電路選用TI公司的OP07運(yùn)放作為主要器件。OP07是高精度運(yùn)放，輸入電壓的范圍是0—±14V，供電電壓的范圍也很寬,為±3-±18。由兩個(gè)二極管D7、D8構(gòu)成半波整流電路,將交流電轉(zhuǎn)換成半波形式，再通過由C9和R27組成的平滑濾波電路，將交流電整成近似直流電壓。在實(shí)際調(diào)試過程中，這個(gè)交流有效值檢測(cè)電路雖然沒有預(yù)期中有那么好的整流效果，但是已經(jīng)能夠滿足要求，故選用這個(gè)電路。經(jīng)交流有效電路轉(zhuǎn)換成的直流輸入比較器LM311的同向輸入端，用R30和R45分壓，使反向輸入端設(shè)定為1。5V輸入，由于從LM311輸出的電流不夠驅(qū)動(dòng)繼電器正常工作，所以選用三極管9013對(duì)其進(jìn)行放大,當(dāng)過流時(shí),驅(qū)動(dòng)繼電器完成電路的關(guān)斷.也即當(dāng)有效值檢測(cè)電路輸出的電壓值小于1.5V時(shí)，比較器LM311輸出高電平，經(jīng)三極管放大后,驅(qū)動(dòng)繼電器關(guān)斷，保證系統(tǒng)的安全；當(dāng)比較器輸入端電壓值大于1。5V時(shí)，比較器LM311輸出低電平，就是說電流控制在規(guī)定范圍內(nèi)，系統(tǒng)正常工作.過流保護(hù)電路如圖11所示.圖11過流保護(hù)電路欠壓保護(hù)電路將R1=7。5MΩ，R2=500KΩ的兩個(gè)電阻串聯(lián)接在Ud輸入端與地的兩端,將R2的兩端電壓作為取樣電壓（圖中未畫出來）。因?yàn)閯?dòng)作電壓Ud（th）=（25±0.5)V,故當(dāng)欠壓時(shí)，取樣電壓輸出值將小于1。5V，正常時(shí)取樣電壓為1.8V。將取樣電壓直接輸入到比較器LM311的反向輸入端，同向輸入端接R29與可調(diào)電阻R44，調(diào)節(jié)R44的值，與R29分壓，使Vref電壓為取樣電壓的正常值1。8V。與過流保護(hù)電路原理相同，比較器后也要接三極管9013對(duì)其進(jìn)行放大，才能使得繼電器正常工作。當(dāng)有取樣電壓的值小于1。5V時(shí)，也即系統(tǒng)工作在欠壓狀態(tài)時(shí)，比較器LM311輸出高電平，經(jīng)三極管放大后，驅(qū)動(dòng)繼電器關(guān)斷，保證系統(tǒng)的安全；當(dāng)比較器輸入端電壓值大于1。5V時(shí)，比較器LM311輸出低電平,系統(tǒng)正常工作。欠壓保護(hù)電路如圖12所示。圖12欠壓保護(hù)電路比較整形電路為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)輸出信號(hào)與并網(wǎng)信號(hào)同頻同相，對(duì)于正弦參考信號(hào)uREF采取比較整形電路，將正弦波整成同頻率的方波信號(hào)，并由DSP捕獲該方波信號(hào)的上升沿及下降沿，完成與并網(wǎng)信號(hào)同頻的控制。比較整形電路的主要器件是TI公司的LM311.LM311是高速電壓比較器，工作電壓范圍很寬，既可以單電源供電,也可以雙電源供電，可與RTL、DTL、TTL以及MOS電路相匹配。且LM311在低頻段的整形效果很好，這樣可以很好的完成同頻同相當(dāng)控制。為了減小整形電路對(duì)DSP的影響，選用高速光耦TLP521－1進(jìn)行隔離，而且對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性有很大的幫助。在實(shí)際調(diào)試過程中，也達(dá)到了預(yù)期效果。圖13比較整形電路光耦隔離電路耦合器以光為媒介傳輸電信號(hào),光耦合器一般由三部分組成:光的發(fā)射、光的接收及信號(hào)放大.輸入的電信號(hào)驅(qū)動(dòng)發(fā)光二極管（LED),使之發(fā)出一定波長的光，被光探測(cè)器接收而產(chǎn)生光電流，再經(jīng)過進(jìn)一步放大后輸出。這就完成了電-光—電的轉(zhuǎn)換,從而起到輸入、輸出、隔離的作用。又由于光耦合器的輸入端屬于電流型工作的低阻元件，因而具有很強(qiáng)的共模抑制能力。且光耦的信號(hào)是單向傳輸，輸入端與輸出端完全實(shí)現(xiàn)了電氣隔離,輸出信號(hào)對(duì)輸入端無影響，抗干擾能力強(qiáng)，工作穩(wěn)定，無觸點(diǎn),使用壽命長，傳輸效率高。系統(tǒng)采用6N136光耦合器將DSP于開關(guān)器件隔離,采用TLP521將比較器與DSP隔離。6N136是一款用于單通道的高速光耦合器，其內(nèi)部有一個(gè)850nm波長AlGaAsLED和一個(gè)集成檢測(cè)器組成,其檢測(cè)器由一個(gè)光敏二極管、高增益線性運(yùn)放及一個(gè)肖特基鉗位的集電極開路的三極管組成。具有溫度、電流和電壓補(bǔ)償功能,高的輸入輸出隔離，LSTTL/TTL兼容，高速（典型為10MBd)，5mA的極小輸入電流。其電路圖如圖14所示。圖14光耦隔離電路系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)5、1軟件總體框圖系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)采取模塊化設(shè)計(jì)方案，將完成特定功能的子程序組合成功能模塊，由主監(jiān)控程序統(tǒng)一調(diào)用。軟件總體框圖如圖15所示。系統(tǒng)軟件包含的主要功能模塊有：初始化模塊,MPPT控制模塊，同頻同相控制模塊以及中斷模塊，其中初始化模塊包括GPIO初始化、PIE初始化、EPWM初始化、AD初始化、ECAP初始化。軟件總體框圖如圖5.1所示:GPIO初始化GPIO初始化PIE初始化EPWM初始化AD初始化ECAP初始化系統(tǒng)初始化初始化模塊主監(jiān)控模塊中斷模塊AD中斷模塊ECAP中斷模塊EPWM中斷模塊MPPT控制模塊同頻同相控制模塊圖15軟件總體框圖5、2初始化模塊初始化模塊負(fù)責(zé)F28027全局變量的初始化操作.F28027的初始化包括系統(tǒng)初始化,GPIO初始化，EPWM模塊初始化，PIE初始化，AD模塊初始化等。本系統(tǒng)中將F28027的CPU時(shí)鐘配置為60MHZ，GPIO初始化模塊中,所用的I/O口根據(jù)系統(tǒng)的功能要求和連接將其配置為外設(shè)功能，其余GPIO口懸空。PIE模塊初始化包括中斷控制寄存器和中斷向量表的初始化。EPWM模塊初始化包括對(duì)周期寄存器TBR及比較寄存器CMPA,CMPB的初始化，主要用來產(chǎn)生SPWM波.ECAP模塊是系統(tǒng)的主要部分，用于測(cè)量信號(hào)頻率、周期、脈寬。ECAP寄存器的初始化是由測(cè)量精度、方法及其在系統(tǒng)中的工作方式?jīng)Q定的。全局變量的初始化包括程序中所要使用的各種標(biāo)志變量及參數(shù)的初始化.5、3SPWM產(chǎn)生本系統(tǒng)的SPWM波的產(chǎn)生主要用DSP由軟件控制產(chǎn)生，DSP由內(nèi)部的通用定時(shí)器進(jìn)行計(jì)數(shù),定時(shí)器的周期寄存器裝載三角載波周期所需要的計(jì)數(shù)值，同時(shí)將正弦波各個(gè)比較點(diǎn)的幅值取出，送給定時(shí)器的比較寄存器，當(dāng)定時(shí)器的計(jì)數(shù)值與比較寄存器的值相等時(shí),發(fā)生比較匹配。在軟件設(shè)計(jì)中，首先先建立正弦表，在一個(gè)完整的正弦周期中，采樣128個(gè)點(diǎn),根據(jù)等面積發(fā)計(jì)算出個(gè)點(diǎn)的脈寬值，轉(zhuǎn)換成計(jì)時(shí)步階，供SPWM波產(chǎn)生中斷子程序調(diào)用。計(jì)數(shù)器TBR不斷和index的值進(jìn)行比較,達(dá)到設(shè)定值63時(shí),產(chǎn)生中斷,TBR重新計(jì)時(shí)。中斷服務(wù)子程序用來修改SPWM信號(hào)的占空比。其流程圖如圖所示。YYNYTBR計(jì)數(shù)滿進(jìn)中斷flag=1第二路SPWM波第一路SPWM波index=index+1index=63index=0flag=~flag出中斷N圖16SPWM波產(chǎn)生流程圖5、4同頻同相控制模塊進(jìn)行同頻控制時(shí)，整體思想是測(cè)量并網(wǎng)信號(hào)的頻率，然后根據(jù)測(cè)量的頻率改變TBR的數(shù)值,從而使輸出的信號(hào)跟蹤并網(wǎng)信號(hào)的頻率。本系統(tǒng)采用DSPCAP1引腳捕獲并網(wǎng)信號(hào)的上升沿，并將所測(cè)得的數(shù)值記錄在CAP1和CAP2寄存器內(nèi)（CAP1記錄第一次的數(shù)值，CAP2記錄第二次的數(shù)值）.在產(chǎn)生SPWM程序中，每經(jīng)過1s的時(shí)間產(chǎn)生，啟動(dòng)一次頻率測(cè)量功能,測(cè)量完畢后，重新計(jì)算TBR寄存器中的值。其控制流程圖如圖所示。讀取前一次讀取前一次TAR值計(jì)算并網(wǎng)頻率退出中斷記錄當(dāng)前TAR值ECAP中斷圖17同頻控制流程圖在進(jìn)行同頻控制時(shí)，也可進(jìn)行同相控制.在并網(wǎng)信號(hào)的上升沿時(shí),采用GPIO18引腳進(jìn)行外部中斷,在同步中斷中，在上升沿CAP1發(fā)生中斷時(shí),ARx的初值設(shè)為128，以后每比較一次，輔助寄存器值減1。補(bǔ)充一點(diǎn),ARx的初值設(shè)為128是因?yàn)楫a(chǎn)生SPWM波的正弦表中采樣128個(gè)點(diǎn)。當(dāng)下降沿來的時(shí)候，也即過零點(diǎn)的時(shí)候,若輔助寄存器的值為0，則表示輸出信號(hào)與并網(wǎng)信號(hào)同相，若輔助寄存器中的值大于或小于零，則表示輸出信號(hào)與并網(wǎng)信號(hào)有相位差，需要通過調(diào)整SPWM波的占空比來調(diào)節(jié)。5、5AD中斷模塊由于題目要求不能使用外部AD,只能利用DSP內(nèi)部的資源。本系統(tǒng)采用的DSP是TMS320LF28027芯片,其內(nèi)部集成了模擬／數(shù)字（AD)轉(zhuǎn)換模塊。該模塊是一個(gè)12位、具有流水線結(jié)構(gòu)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器,內(nèi)置雙采用保持器，課多路選擇16通道輸入，快速轉(zhuǎn)換時(shí)間運(yùn)行在25MHz，16個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果寄存器可工作在連續(xù)自動(dòng)排序模式或啟動(dòng)/停止模式。本系統(tǒng)的AD采樣，主要用于MPPT和欠壓保護(hù)的電壓值，判斷是否大于預(yù)定值。其工作流程圖如圖18所示.NNYAD中斷計(jì)算采樣電壓值是否大于預(yù)定值減小SPWM波占空比增大SPWM波占空比中斷返回圖18AD控制模塊流程圖創(chuàng)新本系統(tǒng)合理地選用的各個(gè)電路的主要芯片，使系統(tǒng)達(dá)到題目要求的指標(biāo)。（1）合理利用DSP內(nèi)部資源產(chǎn)生兩路SPWM波,控制兩對(duì)開關(guān)器件的閉合，實(shí)現(xiàn)電壓型全橋逆變電路。DSP芯片工作頻率高，利用正弦波查表的方法產(chǎn)生SPWM波,使輸出信號(hào)的頻率精度高達(dá)0.1%.（2）硬件部分使用了TI公司推出的高速比較器來實(shí)現(xiàn)對(duì)被測(cè)信號(hào)的整形，方法簡單、實(shí)用、經(jīng)濟(jì),而且對(duì)被測(cè)信號(hào)的極性無要求，擴(kuò)展范圍廣。充分體現(xiàn)了TI器件功能強(qiáng)、實(shí)用性的特點(diǎn)，優(yōu)化了設(shè)計(jì),使系統(tǒng)更簡單，性價(jià)比更高。測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果分析7、1測(cè)試方案（1）測(cè)試使用的儀器測(cè)試使用的儀器設(shè)備如表2所示.表2測(cè)試使用的儀器設(shè)備序號(hào)名稱、型號(hào)、規(guī)格數(shù)量備注1UA9205N萬用表1UYIGAO2LINI—TUT2003萬用表1LINI—T公司3EE1411型合成函數(shù)信號(hào)發(fā)生器1南京電訊儀器廠4TektronixTDS1002示波器1Tektronix公司5YB1732A3A2綠楊公司(2）測(cè)試方法測(cè)試連接圖如圖19所示。圖19測(cè)試連接圖7、2測(cè)試條件及測(cè)試結(jié)果（1）最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）功能測(cè)試（測(cè)試條件：RS和RL在30Ω~36Ω范圍內(nèi)變化）測(cè)試結(jié)果如表3所示。表3最大功率點(diǎn)跟蹤測(cè)試結(jié)果RS（Ω)303333363336RL（Ω)303033333636US（V）606060606060Ud(V）29.829.029.629。030.329。8誤差0。6%3.3%1。3％3。3%1.0%0.67%Ud=1/2Us，相對(duì)偏差的絕對(duì)值不大于2.0%（平均值）.(2）頻率跟蹤功能測(cè)試(測(cè)試條件:當(dāng)fREF在45Hz~55Hz范圍內(nèi)變化）測(cè)試結(jié)果如表4所示。表4頻率跟蹤功能測(cè)試結(jié)果fREF（Hz）45。0046。0047。0048.0049。0050.00fF（Hz）44.9946.1047。0347.9849。0949.99fREF(Hz)51。0052.0053.0054.0055.0056.00fF（Hz）51。0351.9952。9854。0455.1156。06Uf的頻率fF=fREF，相對(duì)偏差絕對(duì)值不大于0.5%。（3）DC-AC變換器的效率測(cè)試(RS=RL=30Ω）測(cè)試結(jié)果如表5所示。表5逆變器的效率測(cè)試結(jié)果Ud（V）I