基于自適應(yīng)模糊控制的變速風(fēng)力發(fā)電機組pid控制研究

基于自適應(yīng)模糊控制的變速風(fēng)力發(fā)電機組pid控制研究

0自適應(yīng)模糊控制技術(shù)風(fēng)能發(fā)電是促進(jìn)能源效率和環(huán)境保護(hù)的重要技術(shù)之一。這是國內(nèi)外研究的重點和重點。由于風(fēng)能具有隨機性和突發(fā)性的特性,風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的工作點隨風(fēng)的變化時刻變化,表現(xiàn)出高度的時變、非線性特性。常規(guī)的PID控制器雖然結(jié)構(gòu)簡單,廣泛運用于工業(yè)控制當(dāng)中,但需要知道系統(tǒng)的精確模型。當(dāng)運用于風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)這種高度時變、非線性、模型隨工作點變化的系統(tǒng)時,一般的做法是在系統(tǒng)最壞的工作點處設(shè)計PID控制器,這樣雖然能夠保證系統(tǒng)是全局穩(wěn)定的,但控制性能變差。模糊控制技術(shù)因為不需要知道被控對象的模型、抗干擾能力強以及魯棒性強等優(yōu)點在風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用[8,9,10,11,12,13,14]。但是,目前廣泛運用的模糊控制技術(shù)關(guān)注重點都只放在了風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)轉(zhuǎn)速的控制性能上,而對系統(tǒng)輸出電流脈動的關(guān)注較少。事實上,傳統(tǒng)的模糊控制技術(shù)雖然能夠獲得較好的轉(zhuǎn)速控制性能,但是輸出電流脈動較大,使得系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩脈動較大,容易出現(xiàn)機械結(jié)構(gòu)上的疲勞損壞,降低了系統(tǒng)的控制性能和使用壽命。為了解決這一問題,有學(xué)者提出采用非線性輸出隸屬度函數(shù)的模糊控制技術(shù),這樣雖然能達(dá)到減小輸出電流脈動的目的,但是后文的仿真和實驗結(jié)果表明,該方法犧牲了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速控制性能。本文提出了一種簡單的自適應(yīng)模糊控制方法,有效地解決了傳統(tǒng)模糊控制技術(shù)轉(zhuǎn)速控制性能和輸出電流脈動之間的矛盾。該方法通過引入一種自適應(yīng)算法,根據(jù)機組的運行狀態(tài)實時改變模糊控制器的輸出比例因子,如在動態(tài)過程中采用較大的比例因子以獲得良好的動態(tài)性能,而在穩(wěn)態(tài)過程中采用較小的輸出比例因子以減小輸出電流脈動。為了驗證該方法的正確性,搭建了一臺2kW的定槳距變速風(fēng)力發(fā)電機組的仿真模型和實驗平臺,并在此平臺上分別比較了PID控制技術(shù)、傳統(tǒng)的線性模糊控制技術(shù)、非線性模糊控制技術(shù)以及文中提出自適應(yīng)模糊控制技術(shù)的控制性能。仿真和實驗結(jié)果驗證了文中提出方法的可行性和優(yōu)越性。1波動過載等定標(biāo)裝置1.1風(fēng)力機模擬系統(tǒng)圖1所示為本文采用的直驅(qū)式定槳距變速風(fēng)力發(fā)電機組(以下簡稱機組)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。主要由風(fēng)力機(也稱為風(fēng)輪)、永磁同步發(fā)電機、整流器、DC/DC變換器、儲能終端以及高能耗負(fù)載組成。為了在實驗室里可以方便的研究機組的各種控制策略,機組中的風(fēng)力機采用了基于永磁同步電動機的風(fēng)力機模擬系統(tǒng)來代替。該模擬系統(tǒng)可真實的模擬不同轉(zhuǎn)動慣量的風(fēng)力機,正確性已經(jīng)過實驗驗證,機組具體參數(shù)如表1所示。1.2轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器控制原理在直驅(qū)式機組中,風(fēng)力機與發(fā)電機直接剛性相連,省去了增速齒輪箱。因此,可以近似的認(rèn)為傳動軸無剛性扭轉(zhuǎn),從而可得機組傳動系數(shù)學(xué)模型:式中:Tr為風(fēng)力機的氣動轉(zhuǎn)矩;Te為發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩;B為系統(tǒng)的等效轉(zhuǎn)動粘滯系數(shù);ω為發(fā)電機的轉(zhuǎn)動角速度,對于直驅(qū)式機組也即風(fēng)力機的轉(zhuǎn)速;Jr和Jg分別為風(fēng)力機和發(fā)電機的轉(zhuǎn)動慣量。據(jù)此,只要根據(jù)需要改變發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩(即負(fù)載轉(zhuǎn)矩),就能改變機組的運行轉(zhuǎn)速和工作狀態(tài)。當(dāng)控制機組的轉(zhuǎn)速按照功率-最優(yōu)轉(zhuǎn)速曲線運行時,可實現(xiàn)機組的最大功率跟蹤運行。圖1中所示的系統(tǒng)可簡化為圖2所示的控制原理框圖。對圖2所示控制原理框圖進(jìn)行以下幾點分析:1)機組轉(zhuǎn)動慣量較大,相對于機組的轉(zhuǎn)速響應(yīng)(秒級),變換器的響應(yīng)時間很快(500μs),可近似忽略,機組運行的電磁轉(zhuǎn)矩可得到快速響應(yīng)。故此機組的控制穩(wěn)定性主要取決于轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器,要求轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器能夠適應(yīng)機組各種運行狀態(tài),具有較強的魯棒性。2)如果轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器速度較慢,機組最大功率跟蹤運行時跟蹤能力較差,要求轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器控制機組具有較好的快速性。3)如果轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出電流指令脈動較大,輸出功率脈動也較大(因機組輸出接蓄電池,電壓基本不變),直接反應(yīng)為發(fā)電機有較大的電磁轉(zhuǎn)矩脈動。這一方面使機組的轉(zhuǎn)速控制性能下降,另一方面使機組承受額外的機械載荷而降低了機組的使用壽命。因此,要求轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器能夠平滑調(diào)節(jié),輸出電流指令脈動小。由上面分析可知,轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器性能對機組的運行性能起著決定性的影響。本文將從表2所示的3種情況來分別探究按常用的幾種控制方法設(shè)計的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的控制性能。表2中,情況1為機組運行在風(fēng)速10m/s,機組的運行轉(zhuǎn)速在450~550r/min變化,以此來測試轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器控制的快速性;情況2為機組運行在轉(zhuǎn)速450r/min不變,測試風(fēng)速在10~12m/s變化時機組的抗擾性能;情況3測試條件與情況1相當(dāng),只是機組參數(shù)發(fā)生了變化,轉(zhuǎn)動慣量變?yōu)樵瓉淼?/2(采用風(fēng)力機模擬系統(tǒng)可方便的實現(xiàn)轉(zhuǎn)動慣量的修改),用來測試轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的魯棒性。2pid控制器設(shè)計常規(guī)PID控制器結(jié)構(gòu)簡單,在工程中得到了普遍的應(yīng)用。本部分將簡單推導(dǎo)圖2所示機組的小信號模型,在此基礎(chǔ)上對PID調(diào)節(jié)器進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計,以便后文對其控制性能分析。風(fēng)力機的氣動轉(zhuǎn)矩為式中:ρ為空氣密度;R為風(fēng)輪半徑;v為風(fēng)速;CT(λ,β)為轉(zhuǎn)矩系數(shù),是槳距角β和葉尖速比λ的函數(shù),對定槳距機組槳距角β不變,CT僅為λ的函數(shù);λ=ωR/v,ω為風(fēng)力機的轉(zhuǎn)速。在某個穩(wěn)態(tài)工作點Q(Ω,V)附近對式(2)所示的氣動轉(zhuǎn)矩進(jìn)行小信號分析,有其中,同樣,穩(wěn)態(tài)工作點Q(Ω,V)附近對式(1)進(jìn)行線性化分析并結(jié)合式(3),可得可得發(fā)電機電磁轉(zhuǎn)矩到機組轉(zhuǎn)速的傳遞函數(shù):由于系統(tǒng)中采用了不控整流,其工作方式隨著機組的運行狀態(tài)有所不同,模型很難從理論上推導(dǎo)得出。本文采用了模型辨識的方法,通過實驗的手段測試輸出電流到發(fā)電機電磁轉(zhuǎn)矩的階躍響應(yīng),配合Matlab辨識工具箱得到輸出電流指令到發(fā)電機電磁轉(zhuǎn)矩的傳遞函數(shù)如下:由式(7)、(8)可得,輸出電流指令到機組轉(zhuǎn)速的傳遞函數(shù)為根據(jù)式(9)可以繪出不同靜態(tài)工作點下實際機組的幅頻特性曲線,如圖3所示?？梢钥闯?機組的特性隨著工作點的變化而變化,在λ<λTmax時系統(tǒng)變?yōu)榉亲钚∠辔幌到y(tǒng),開環(huán)不穩(wěn)定。與此同時,系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度隨著葉尖速比的減小而減小。即在低轉(zhuǎn)速高風(fēng)速(深度失速區(qū))條件下,系統(tǒng)的性能最差。因此,PID調(diào)節(jié)器設(shè)計時需要將穩(wěn)態(tài)工作點選取在切出風(fēng)速下的最低轉(zhuǎn)速,即Q(Vmax,?min),以保證閉環(huán)系統(tǒng)在全風(fēng)速范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。由此,可以設(shè)計PID控制器的比例、積分、微分增益分別為Kp=10,Ki=7,Kd=0.1。系統(tǒng)的截止頻率為2.71Hz,相角裕度等于45.8°。采用該PID控制器作為圖1所示機組轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器時,機組在情況1、2、3下的運行性能如圖4所示。從圖4中可以看出,在情況1時,機組的轉(zhuǎn)速響應(yīng)速度慢,接近3s,可知為保證機組的穩(wěn)定性而惡化了其動態(tài)性能;從情況2可以看出,PID控制器抗風(fēng)速擾動的性能較差,風(fēng)速變化時機組出現(xiàn)了較大的轉(zhuǎn)速過沖且其恢復(fù)時間較長;而當(dāng)機組參數(shù)發(fā)生變化時,如情況3,機組開始運行在臨界穩(wěn)定狀態(tài),轉(zhuǎn)速已經(jīng)開始振蕩,說明PID控制器對系統(tǒng)參數(shù)變化非常敏感,魯棒性差。3傳統(tǒng)的模糊控制技術(shù)3.1模糊控制器設(shè)計圖5所示為傳統(tǒng)的模糊控制器(fuzzylogiccontroller,FLC)的控制原理框圖。轉(zhuǎn)速誤差eω和誤差的變化率Δeω經(jīng)過模糊化后轉(zhuǎn)換到模糊論域中,其隸屬度函數(shù)如圖6(a)所示,轉(zhuǎn)化后對應(yīng)到模糊論域中語言變量分別為E和EC。經(jīng)過模糊規(guī)則推理以及解模糊后可得控制輸出Δio*,模糊論域中對應(yīng)U。輸出變量隸屬度函數(shù)如圖6(b)所示線性分布。當(dāng)采用PI型輸出時,可實現(xiàn)無靜差控制,其輸出電流指令可表示為圖5中,Ke,Kec,Ku為轉(zhuǎn)速誤差量化因子、轉(zhuǎn)速誤差變化率的量化因子以及輸出比例因子,均為常數(shù)。模糊控制器輸入eω、Δeω和輸出Δio*的基本論域均為[-6,6],對應(yīng)的模糊子集為:{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB},用以分別表示負(fù)大,負(fù)中,負(fù)小,零,正小,正中,正大。由此,根據(jù)工程經(jīng)驗可制定如表3所示模糊控制規(guī)則表。當(dāng)采用Mamdani的Max-Min推理以及中心重點解模糊方法時,可得該模糊控制器(后文稱為線性模糊控制器)在表2中3種情況下的控制性能如圖7所示。從情況1可以看出,當(dāng)機組的轉(zhuǎn)速在450~550r/min變化時,模糊控制器輸出電流快速變化,以提供良好的轉(zhuǎn)速響應(yīng);在情況2時,線性模糊控制器表現(xiàn)出良好的抗風(fēng)速擾動的能力,風(fēng)速在10~12m/s變化過程中,轉(zhuǎn)速幾乎無變化。而當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時,線性模糊控制器也能提供較好的轉(zhuǎn)速響應(yīng)過程,具有較強的魯棒性,如情況3。不過同時可以發(fā)現(xiàn),線性模糊控制器在3種情況下控制機組輸出的電流都具有較大的電流脈動。這是因為當(dāng)采用輸出隸屬度線性分布時,如圖6(b)所示,機組穩(wěn)態(tài)時要求模糊控制器輸出為NS、ZO或PS,而此時電流指令Δio*的變化范圍為[-2A,2A]的一個較大的變化范圍。由此引起較大的電流脈動直接反應(yīng)為機組具有較大的轉(zhuǎn)矩脈動,這一方面惡化了機組的轉(zhuǎn)速控制性能,另一方面使機組承受了額外的載荷,降低了機組的使用壽命。3.2機組穩(wěn)態(tài)時模糊控制器輸出的影響由上面分析知,線性模糊控制器雖然能夠控制機組具有較好的轉(zhuǎn)速動態(tài)響應(yīng)且控制魯棒性強,但卻增大了輸出電流脈動。一般認(rèn)為的解決方法為采用輸出變量隸屬度函數(shù)非線性分布的模糊控制器(后文稱非線性模糊控制器),如采用圖8所示的輸出隸屬度分布。比較圖6(b)和圖8可看出,穩(wěn)態(tài)時模糊控制器的輸出變化范圍由[-2A,2A]減小為[-0.8A,0.8A],直觀的反映出機組穩(wěn)態(tài)時模糊控制器的輸出大大減小,達(dá)到了減小電流脈動的目的。當(dāng)采用表3所示的模糊推理規(guī)則以及與線性模糊控制器相同的解模糊方法時,可得如圖9所示的機組在表2所述3種情況下的運行性能。分析圖9可知,非線性模糊控制器在3種情況下可以減小機組輸出電流脈動,這和理論分析相吻合。然而當(dāng)機組處于動態(tài)過程時,如情況1,因輸出變量隸屬度函數(shù)非線性分布,控制器長時間輸出PB或NB狀態(tài),使機組在動態(tài)過程中雖然轉(zhuǎn)速響應(yīng)速度較快,但卻出現(xiàn)了較大的轉(zhuǎn)速超調(diào)而延長了機組進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運行的時間。且因模糊控制器輸出持續(xù)較大,風(fēng)速變化時使機組的轉(zhuǎn)速出現(xiàn)了較為明顯的變化,機組的抗擾動性能減弱,如情況2。故而可知,相對于線性模糊控制器,非線性模糊控制器惡化了機組的轉(zhuǎn)速控制性能。4自適應(yīng)模糊控制技術(shù)4.1輸出比例因子ku由以上分析可知,為了使機組具有較好的動態(tài)性能,在機組動態(tài)過程中要求模糊控制器輸出較大的Δio*,從而使電流指令oi*快速積分到較高或者較低的值使負(fù)載轉(zhuǎn)矩(也即發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩)快速變化,以加快機組的轉(zhuǎn)速響應(yīng)。當(dāng)機組進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運行時,則要求機組輸出較小的Δio*,以減小輸出電流脈動。這可通過引入一個轉(zhuǎn)速誤差門限eth來實現(xiàn),具體做法為:當(dāng)檢測到機組的轉(zhuǎn)速誤差eω(轉(zhuǎn)速基準(zhǔn)ωref與實際轉(zhuǎn)速ω的差值)大于所設(shè)置的門限時,說明此時機組處于動態(tài)過程,則增大模糊控制器的輸出比例因子Ku,即增大Δio*,以控制機組轉(zhuǎn)速快速跟隨轉(zhuǎn)速指令;而當(dāng)轉(zhuǎn)速誤差eω小于設(shè)置的轉(zhuǎn)速門限eth,機組進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運行。為減小輸出電流脈動,此時應(yīng)采用較小的輸出比例因子Ku。上述方法可表示為式中Ku(k),Ku(k-1)分別為當(dāng)前以及上一次的輸出比例因子;eth為設(shè)置的轉(zhuǎn)速誤差門限;k1_in和k1_de為比例因子調(diào)整因子,均為常數(shù),取值范圍如式(11)所示。事實上,比例因子調(diào)整因子的選取還需要兼顧到控制器的控制性能。如機組動態(tài)過程中k1_in選取較大值,控制器輸出比例因子變化很大,在機組轉(zhuǎn)速進(jìn)入轉(zhuǎn)速誤差門限以下時(即穩(wěn)態(tài))輸出比例因子已經(jīng)為一個很大的值。而由前面分析可知,機組穩(wěn)態(tài)運行時要求比例因子較小,以保證輸出電流脈動小。故此,要求調(diào)整因子k1_de取值很小,否則會因輸出比例因子大而使模糊控制器輸出變化大,機組由動態(tài)運行切入穩(wěn)態(tài)運行過程出現(xiàn)振蕩,嚴(yán)重時會影響機組的穩(wěn)定性。而k1_de取值太小又使得控制器的控制能力變?nèi)?控制器的抗干擾性能變差。所以,比例因子調(diào)整因子的選取不應(yīng)偏離1太多,本文仿真和實驗研究中選取k1_in=1.05,k1_de=0.95。4.2誤差門限調(diào)整因子的選取誤差門限值的設(shè)置對控制器的性能有較大的影響。一方面,為了避免因轉(zhuǎn)速脈動引起的轉(zhuǎn)速誤差在誤差門限eth處上下波動,輸出比例因子因誤判斷而引起控制器輸出跳動較大,系統(tǒng)魯棒性下降的缺點,誤差門限不能設(shè)置得太小;另一方面,如誤差門限值設(shè)置較大,控制器過早判斷而采用機組穩(wěn)態(tài)運行時的較小輸出值,機組的動態(tài)性能下降。為此,本文誤差門限采用自適應(yīng)設(shè)置方式,設(shè)置方法如式(12)所示,如果本次設(shè)置的誤差門限還是比測得的轉(zhuǎn)速誤差小,說明誤差門限值設(shè)置太小,需要增加門限值;反之則減小門限值。式中eth(k),eth(k+1)分別為當(dāng)前及下一次的誤差門限;eω為檢測到的的轉(zhuǎn)速誤差;k2_in和k2_de為門限調(diào)整因子,均為常數(shù),取值范圍如式(12)所示。誤差門限調(diào)整因子的選取需要注意優(yōu)化k2_in、k2_de的取值以縮短機組從動態(tài)運行切入穩(wěn)態(tài)運行的耗時。其取值規(guī)則同比例因子調(diào)整因子相近,不應(yīng)偏離1太多,本文仿真和實驗研究中選取值為k2_in=1.02,k2_de=0.98。另外,為了確保自適應(yīng)調(diào)整過程中誤差門限不至太小,文中給誤差門限值作出下限幅,取為eth_min