三電平逆變器導(dǎo)通損耗計(jì)算方法的研究

三電平逆變器導(dǎo)通損耗計(jì)算方法的研究

1通態(tài)損耗分析多永平濾波器適合于需要大波的行業(yè)，需要在輸出平均速度較小、高壓和大型行業(yè)。然而，隨著輸出平均速度的增加，結(jié)構(gòu)中半導(dǎo)器的數(shù)量也需要增加。因此，從實(shí)用性和控制復(fù)雜性的角度來看，選擇更多的拓?fù)浞桨溉匀皇侨N基于中點(diǎn)鉗的和平坍塌結(jié)構(gòu)。目前,在三電平NPC變換器中應(yīng)用的主流器件仍然是IGBT和快恢復(fù)二極管,這些器件在運(yùn)行時(shí)要產(chǎn)生損耗,主要由通態(tài)損耗和開關(guān)損耗組成。隨著器件開關(guān)特性的優(yōu)化,通態(tài)損耗占變換器總體損耗的比重越來越大,特別是軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用使得開關(guān)損耗大大減小,通態(tài)損耗從而成為主要功率損耗源。因此,精確計(jì)算通態(tài)損耗是逆變器系統(tǒng)熱設(shè)計(jì)的一個(gè)重要環(huán)節(jié)。對(duì)于兩電平逆變器,已經(jīng)提出了一些分析通態(tài)損耗的方法。文獻(xiàn)以規(guī)則采樣對(duì)稱雙極型正弦調(diào)制為例,先計(jì)算一個(gè)調(diào)制周期中每個(gè)脈沖的能量,然后再累加,由于逐次累加計(jì)算復(fù)雜,最終借助Bessel函數(shù)在一定條件下進(jìn)行化簡(jiǎn)。文獻(xiàn)利用半導(dǎo)體器件廠商提供的產(chǎn)品參數(shù),在計(jì)算復(fù)雜性和精確性方面進(jìn)行了合理折中,從而相對(duì)簡(jiǎn)單地計(jì)算出半導(dǎo)體損耗。文獻(xiàn)研究了另一種通態(tài)損耗計(jì)算方法,它主要根據(jù)逆變器開關(guān)器件在運(yùn)行中可能的導(dǎo)通信息。雖然上述方法為變換器損耗研究奠定了基礎(chǔ),但它們不可以照搬應(yīng)用于中點(diǎn)鉗位型三電平逆變系統(tǒng)的損耗計(jì)算,因?yàn)槿娖侥孀兤鹘Y(jié)構(gòu)具有與兩電平逆變器不同的特點(diǎn):每個(gè)橋臂中各半導(dǎo)體器件的導(dǎo)通時(shí)間不對(duì)稱;二極管鉗位型逆變器中附加安裝了兩只鉗位二極管;根據(jù)負(fù)載電流流向和逆變器開關(guān)狀態(tài)確定的同一時(shí)刻開通器件不是單一器件。多電平逆變器的特點(diǎn)之一是半導(dǎo)體器件相對(duì)較多,計(jì)算其通態(tài)損耗的最大障礙主要是如何確定這些器件的導(dǎo)通規(guī)律及導(dǎo)通時(shí)間。文獻(xiàn)論及了作者提出的混合四電平中點(diǎn)鉗位拓?fù)涔β蕮p耗計(jì)算,文獻(xiàn)則對(duì)級(jí)聯(lián)式多電平通態(tài)損耗進(jìn)行了研究。本文借鑒上述損耗計(jì)算方法,在分析NPC三電平逆變器開關(guān)器件導(dǎo)通、關(guān)斷機(jī)理的基礎(chǔ)上,提出分析計(jì)算通態(tài)損耗簡(jiǎn)單且精確的方法。該方法可用在假設(shè)輸出電流為正弦波的情況下,調(diào)制算法具有確定關(guān)系式的通態(tài)損耗計(jì)算。文章還對(duì)三電平逆變器分別在SPWM和THIPWM調(diào)制方式下的通態(tài)損耗進(jìn)行了理論計(jì)算和比較。2三平頻器的通態(tài)破壞計(jì)算2.1電流反向回流NPC型三電平逆變器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)共有三種工作模式,相應(yīng)的有2、1、0三種開關(guān)狀態(tài),如表1所示。根據(jù)負(fù)載電流流向,又可分為六種電流流通方式。假設(shè)負(fù)載電流iL由逆變器流入負(fù)載方向?yàn)檎?反之為負(fù),則六種電流流通方式如圖1所示。例如,某橋臂工作于2狀態(tài),即主開關(guān)VT1、VT2導(dǎo)通,VT3、VT4關(guān)斷,當(dāng)電流反向流入負(fù)載時(shí),電流由2點(diǎn)流過VT1、VT2到達(dá)負(fù)載,即圖1a所示;當(dāng)電流由負(fù)載流出,此時(shí)電流由負(fù)載流過反并二極管VD2、VD1注入2點(diǎn),即圖1d所示。假設(shè)負(fù)載為感性或阻感性,采用載波調(diào)制方法,若載波比大于10,則可認(rèn)為負(fù)載電流波形為正弦。結(jié)合圖1分析,同時(shí)確保三電平逆變器中只允許2→1→0或0→1→2開關(guān)狀態(tài)切換原則,可得當(dāng)功率因數(shù)角為θ時(shí)一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)電流流經(jīng)的器件情況,如圖2所示。2.2按通態(tài)占空比公式理解變壓器由圖2可知,計(jì)算各導(dǎo)通器件的平均損耗需要確定相應(yīng)器件在一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間,它由每個(gè)載波周期內(nèi)器件導(dǎo)通脈沖累加而成。如圖3所示,設(shè)αk為第k個(gè)脈沖的中心位置,兩側(cè)脈寬分別為δk1、δk2,如果在應(yīng)用中采取規(guī)則采樣,那么δk1=δk2。另外,圖3也表明:由調(diào)制波信號(hào)與載波信號(hào)的比較結(jié)果可確定逆變器中半導(dǎo)體器件的開關(guān)狀態(tài)。根據(jù)相似三角形原理,NPC三電平逆變器的通態(tài)占空比可計(jì)算得出,見表2。表2中M表示調(diào)制指數(shù),F(θ+α)表示任意調(diào)制函數(shù)表達(dá)式,α表示瞬時(shí)相位,DP2表示2、1變化區(qū)域內(nèi)開關(guān)狀態(tài)2的導(dǎo)通占空比MF(θ+α),同理,其他狀態(tài)下的占空比分別用DP1、DN1、DN0表示。定義載波周期內(nèi)通態(tài)占空比為D=ton/Tc,其中ton為器件導(dǎo)通時(shí)間,Tc為載波周期。例如,當(dāng)采用調(diào)制策略為SPWM和THIPWM時(shí)2.3u2009vt1開關(guān)管損耗電流流經(jīng)器件的靜態(tài)特性是計(jì)算通態(tài)損耗的重要參數(shù)。下面研究的主開關(guān)器件以現(xiàn)代變換器中廣泛應(yīng)用的帶續(xù)流二極管的IGBT模塊為例,鉗位二極管選用快恢復(fù)二極管。IGBT典型靜特性表達(dá)式定義為式中ICN,VCEN——器件制造商提供的額定電流和在額定電流下的集射極電壓VCEO——飽和壓降,取決于所應(yīng)用的IGBT型號(hào)同理,定義二極管靜態(tài)特性表達(dá)式為式中VFN——二極管在額定電流下的二極管壓降VFO——二極管門檻電壓在式(3),式(4)中,一般選定Tj=125℃時(shí)參數(shù),因Tj≥125℃時(shí)參數(shù)誤差比在25℃時(shí)低很多。設(shè)負(fù)載電流式中Im——負(fù)載電流幅值下面以計(jì)算VT1開關(guān)管損耗為例說明NPC三電平逆變器半導(dǎo)體器件通態(tài)損耗計(jì)算。在一個(gè)載波周期中VT1的能量損耗計(jì)算式為()VT1VT1mCEOmP2cE=RIsinα+V?Isinα?D?T(6)式中()VT1CENCEOCNR=V-VI。如果載波與調(diào)制波頻比增大,則Tc減小,從而每個(gè)脈沖內(nèi)能量損耗下降,脈沖數(shù)目相應(yīng)增加,由文獻(xiàn)可知,式(6)可化為微分形式。VT1在一個(gè)周期內(nèi)的平均能量是在開通時(shí)間內(nèi)能量微分的積分。如圖2所示,VT1能耗的積分限為[0,π-θ],因此VT1管平均功率為式中T——調(diào)制波周期若采用SPWM調(diào)制,則只需將F(α+θ)替換為sin(α+θ)進(jìn)行積分即可。經(jīng)積分得VT1平均通態(tài)功耗為同理,在正弦波調(diào)制下,參照2.1節(jié)分析,計(jì)算VT2、VD3/VD4、VD5通態(tài)功率損耗式如下:式(9)～式(11)積分得在NPC三電平逆變器中,為了控制簡(jiǎn)單、可靠,通常選定的每個(gè)橋臂四個(gè)主開關(guān)器件特性幾乎相同,兩只鉗位二極管特性也相同,因此有PVT1=PVT4;PVT2=PVT3;PVD5=PVD6;PVD3/VD4=PVD1/VD2。從而總通態(tài)損耗為式(7)、式(11)～式(13)是在SPWM下計(jì)算逆變器各開關(guān)器件的通態(tài)損耗表達(dá)式,對(duì)于THIPWM調(diào)制通態(tài)損耗計(jì)算只需根據(jù)式(2)改變相應(yīng)占空比即可(見附錄)。上述表達(dá)式表明三電平逆變器通態(tài)損耗與負(fù)載電流、器件靜態(tài)特性、調(diào)制系數(shù)M、功率因數(shù)角θ有關(guān)。3dm調(diào)制方法的比較如果要合理地對(duì)NPC三電平逆變器進(jìn)行熱設(shè)計(jì),那么就要了解不同負(fù)載工況和調(diào)制策略對(duì)損耗的影響。下面以SPWM和THIPWM調(diào)制為例,對(duì)這兩種調(diào)制下的通態(tài)損耗進(jìn)行比較。用于分析比較通態(tài)損耗的有關(guān)參數(shù)為:IGBT模塊型號(hào)CM1200HC-50H;飽和壓降VCEO=1.8V;IGBT等效電阻RVT=1m?;反并二極管門檻電壓VFO=1.5V;反并二極管等效電阻RVD=0.833m?;鉗位二極管型號(hào)2FI100G-100;門檻電壓VFM=1.65V;等效電阻RFD=4.7m?;載波頻率fc=1.5kHz。圖4a,4b是在SPWM和THIPWM調(diào)制下,調(diào)制指數(shù)M和功率因數(shù)角θ變化對(duì)通態(tài)損耗的影響。由圖4可知,THIPWM在同等負(fù)載工況下產(chǎn)生的通態(tài)損耗比SPWM小,而且隨著調(diào)制指數(shù)的增大通態(tài)損耗稍有減小,隨著功率因數(shù)的減小兩種調(diào)制方法通態(tài)損耗也有下降趨勢(shì)。其原因首先是由于M和θ確定了不同器件導(dǎo)通占空比,其次是由于半導(dǎo)體開關(guān)靜特性參數(shù)具有:VCEO>VFM>VFO,RFD>RVT>RVD。圖5是在SPWM和THIPWM調(diào)制下各功率器件的通態(tài)損耗。由圖5可知,VT2、VT3產(chǎn)生的通態(tài)損耗最大,反并二極管通態(tài)損耗較小,這也可根據(jù)2.1節(jié)分析得出。例如,VT2在[0,π-θ]范圍內(nèi)全導(dǎo)通,且在[π-θ,π]范圍內(nèi)導(dǎo)通占空比為DN1,VT3在[π,2π]范圍內(nèi)與VT2導(dǎo)通狀況對(duì)稱,而四只主開關(guān)器件的反并續(xù)流二極管僅在[π-θ,π]范圍內(nèi)導(dǎo)通,導(dǎo)通占空比為DN0。圖6表明NPC三電平逆變器的通態(tài)損耗與輸出電流近似呈線性關(guān)系,與PWM調(diào)制策略幾乎無關(guān)。其原因是由于此種型號(hào)IGBT轉(zhuǎn)移特性、反并續(xù)流二極管和鉗位二極管伏安特性較優(yōu),即其等效電阻很小,也即由這部分引起的通態(tài)損耗對(duì)電流與總通態(tài)損耗之間的關(guān)系影響不大。另外,在0<θ<1.347范圍內(nèi)FTHIPWM(θ+α)>FSPWM(θ+α),即采用THIPWM調(diào)制時(shí)DP2、DN1較大,也即主開關(guān)器件損耗稍大,但是此種情形下反并二極管與鉗位二極管通態(tài)損耗較小,使得SPWM調(diào)制比THIPWM調(diào)制總體通態(tài)損耗稍大。在1.347<θ<π/2范圍內(nèi),采用THIPWM調(diào)制時(shí)DP2、DN1較THIPWM調(diào)制小,經(jīng)分析也得出同樣的結(jié)果,也可由圖5中當(dāng)θ=arccos0.85處的通態(tài)損耗值得到。圖6驗(yàn)證了分析結(jié)果。圖7是NPC三電平逆變器中IGBT、反并二極管和鉗位二極管在兩種調(diào)制方法下的通態(tài)損耗分布,表明IGBT模塊反并二極管的通態(tài)損耗與其他半導(dǎo)體器件相比很小,實(shí)際中完全可以忽略不計(jì)。另外,由于在cosθ=0.85、M=0.95情形下,THIPWM調(diào)制的DP2、DN1較SPWM大,因此SPWM調(diào)制時(shí)IGBT產(chǎn)生的損耗比THIPWM調(diào)制稍小(實(shí)際上,在0.22<cosθ<1范圍內(nèi)均有此結(jié)論)。4電平變換器通態(tài)損耗模型中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器與兩電平逆變器在運(yùn)行方式和結(jié)構(gòu)上均不相同,要準(zhǔn)確分析三電平逆變器各導(dǎo)通器件的通態(tài)損耗是一難點(diǎn)。同時(shí)本文針對(duì)三電平變換器的特點(diǎn),在分析半導(dǎo)體器件在負(fù)載條件下導(dǎo)通、關(guān)斷機(jī)理的基礎(chǔ)上,推導(dǎo)了鉗位型三電平變換器各器件的通態(tài)損耗表達(dá)式,該表達(dá)式具有通用性。同時(shí)