數(shù)字通信原理與技術(shù)(第五版) 課件 第3、4章　模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸、多路復(fù)用與數(shù)字復(fù)接

第3章模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸3.1抽樣定理3.2模擬信號(hào)的脈沖調(diào)制3.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)3.4增量調(diào)制(ΔM)3.5差值脈沖編碼調(diào)制3.6子帶編碼(SBC)3.7參量編碼技術(shù)*3.8語音壓縮編碼技術(shù)

3.1抽樣定理3.1.1抽樣的概念抽樣是把時(shí)間上連續(xù)的模擬信號(hào)變成一系列時(shí)間上離散的抽樣值的過程。相反,在接收端能否由此抽樣值序列重建原信號(hào),正是抽樣定理所要解決的問題。抽樣定理的大致概念是,如果對一個(gè)頻帶有限的時(shí)間連續(xù)的模擬信號(hào)進(jìn)行抽樣,當(dāng)抽樣速率達(dá)到一定數(shù)值時(shí),那么根據(jù)它的抽樣值就能重建原信號(hào)。也就是說,若要傳輸模擬信號(hào),不一定要傳輸模擬信號(hào)本身,只需傳輸按抽樣定理得到的抽樣值即可。因此,抽樣定理是模擬信號(hào)數(shù)字化的理論依據(jù)。根據(jù)信號(hào)是低通型的還是帶通型的,抽樣信號(hào)分低通抽樣和帶通抽樣;根據(jù)用來抽樣的脈沖序列是等間隔的還是非等間隔的,抽樣信號(hào)分均勻抽樣和非均勻抽樣;根據(jù)抽樣的脈沖序列是沖擊序列還是非沖擊序列,又可分為理想抽樣和實(shí)際抽樣。語音信號(hào)不僅在幅度取值上是連續(xù)的,而且在時(shí)間上也是連續(xù)的。設(shè)模擬信號(hào)的頻率范圍為f0～fm,帶寬B=fm-f0。如果f0<B,稱之為低通型信號(hào),例如語音信號(hào)是低通型信號(hào);若f0≥B,則稱之為帶通型信號(hào),例如載波12路群信號(hào)(頻率范圍為60～108kHz)、載波60路群信號(hào)(頻率范圍為312～552kHz)等屬于帶通型信號(hào)。要使語音信號(hào)數(shù)字化,首先要在時(shí)間上對語音信號(hào)進(jìn)行離散化處理,這一處理過程是由抽樣來完成的。所謂抽樣就是每隔一定時(shí)間間隔T,抽取模擬信號(hào)的一個(gè)瞬間幅度值(樣值)。抽樣是由抽樣門來完成的,在抽樣脈沖s(t)的控制下,抽樣門閉合或斷開,如圖3－1所示。每當(dāng)有抽樣脈沖時(shí),抽樣門開關(guān)閉合,其輸出取出的一個(gè)模擬信號(hào)的樣值;當(dāng)抽樣脈沖幅度為零時(shí),抽樣門開關(guān)斷開,其輸出為零(假設(shè)抽樣門等效為一個(gè)理想開關(guān))。圖3－1抽樣的物理過程圖中輸入的低通信號(hào)用x(t)表示，一般是連續(xù)信號(hào)；輸出信號(hào)用xs(t)表示，是一個(gè)在時(shí)間上離散了的已抽樣信號(hào)。設(shè)在抽樣周期TS時(shí)間內(nèi)，抽樣門開關(guān)閉合時(shí)間為τ，斷開時(shí)間為（TS-τ）?？梢?，xs(t)是一個(gè)周期為TS，寬度為τ的脈沖序列，脈沖的幅度在開關(guān)接通的時(shí)間內(nèi)正好與x(t)的幅度相同。

xs(t)與x(t)的波形關(guān)系可以用如下數(shù)學(xué)式表示xs(t)=x(t)s(t)(3－1)采用開關(guān)抽樣器時(shí),脈沖載波可以表示為已抽樣信號(hào)可以表示為相應(yīng)的已抽樣信號(hào)頻譜可以表示為圖3-2乘法器實(shí)現(xiàn)抽樣過程由此可見,脈沖載波調(diào)制與線性連續(xù)正弦載波調(diào)制有所不同。正弦載波調(diào)制時(shí),頻譜Xs(ω)集中在ωs兩旁,而脈沖載波調(diào)制時(shí),頻譜Xs(ω)不只是集中在ωs兩旁,而是分布在kωs(k=0,1,2,…)兩旁。按照抽樣波形的特征,可以把抽樣分為以下三種。

(1)自然抽樣。如圖3－1所示,xs(t)在抽樣時(shí)間以內(nèi)的波形與x(t)的波形完全一樣,我們把這種抽樣方式稱為自然抽樣。由于x(t)是隨時(shí)間變化的,因此xs(t)在抽樣時(shí)間t以內(nèi)的波形也是隨時(shí)間變化的,即同一個(gè)取樣間隔內(nèi)幅度不是平直的,而是變化的,因此自然抽樣也稱為曲頂抽樣,圖3－3(b)畫出了自然抽樣得到的波形。

(2)平頂抽樣。平頂抽樣的抽樣脈沖在抽樣時(shí)間τ內(nèi)幅度保持不變,抽樣結(jié)果雖然在不同抽樣時(shí)間間隔內(nèi)的幅度不同,但在同一個(gè)抽樣間隔內(nèi)的幅度不變,是平直的,因此稱為平頂抽樣。其波形如圖3－3(c)所示。也有稱平頂抽樣為瞬時(shí)抽樣的,后面會(huì)講到它實(shí)際上只是瞬時(shí)抽樣的一個(gè)特例。圖3－3抽樣信號(hào)的波形

(a)未抽樣;(b)自然抽樣;(c)平頂抽樣;(d)理想抽樣3.1.2低通信號(hào)的抽樣定理關(guān)于模擬信號(hào)(連續(xù)波形)的時(shí)間離散化,早在20世紀(jì)初期到中期,已先后由著名的通信理論先驅(qū)奈奎斯特、香農(nóng)和科捷爾尼可夫進(jìn)行了研究,并建立了低通信號(hào)與帶通信號(hào)的抽樣定理。低通抽樣定理在時(shí)域的表述為:帶限為fm的時(shí)間連續(xù)信號(hào)x(t),若以速率fs≥2fm進(jìn)行均勻抽樣,則x(t)將被所得到的抽樣值完全地確定,或者說可以通過這些抽樣值無失真地恢復(fù)原信號(hào)x(t)。(3－2)由圖3－4可知,樣值序列的頻譜被擴(kuò)大了(即頻率成分增多了),但樣值序列中含原始語音的信息。因此,對語音信號(hào)進(jìn)行抽樣處理是可行的。抽樣處理后不僅便于量化、編碼,還對語音信號(hào)進(jìn)行了時(shí)域壓縮,為時(shí)分復(fù)用創(chuàng)造了條件。在接收端,為了能恢復(fù)原始語音信號(hào),要求位于ωs處的下邊帶頻譜能與語音信號(hào)頻譜分開。圖3－4理想抽樣信號(hào)和頻譜圖設(shè)原始語音信號(hào)的頻帶限制在0～fm(fm為語音信號(hào)的最高頻率),由圖3－5(a)可知,在接收端只要用一個(gè)低通濾波器把原始語音信號(hào)(頻帶為0～fm)濾出,就可重建原始語音信號(hào)。但要獲得語音信號(hào)的重建,必須要使fm與(fs-fm)之間有一定寬度的防衛(wèi)帶,如圖3－5(b)所示。否則,fs的下邊帶將與原始語音信號(hào)的頻帶發(fā)生重疊而產(chǎn)生失真,如圖3－5(c)所示。這種失真所產(chǎn)生的噪聲稱為折疊噪聲。圖3－5低通信號(hào)的抽樣頻譜圖圖3－6理想抽樣信號(hào)的恢復(fù)3.1.3帶通信號(hào)的抽樣定理實(shí)際中遇到的許多信號(hào)是帶通型信號(hào)。如果采用低通抽樣定理的抽樣速率fs≥2fm,對頻率限制在f0與fm之間的帶通型信號(hào)抽樣,肯定能滿足頻譜不混疊的要求。但這樣選擇fs太高了,它會(huì)使0～f0一大段頻譜空隙得不到利用,降低了信道的利用率。為了提高信道利用率,同時(shí)又使抽樣后的信號(hào)頻譜不混疊,那么fs到底怎樣選擇呢?帶通信號(hào)的抽樣定理將回答這個(gè)問題。帶通均勻抽樣定理可描述如下:一個(gè)帶通信號(hào)x(t),其頻率限制在f0與fm之間,帶寬為B=fm-f0,則必需的最小抽樣速率為(3－3)式中,n是一個(gè)不超過f0／B的最大整數(shù),n=(f0／B)I,即取(f0／B)的整數(shù)。一般情況下,抽樣速率fs應(yīng)滿足如下關(guān)系:(3－4)如果進(jìn)一步要求原始信號(hào)頻帶與其相鄰頻帶之間的頻帶間隔相等,則可按如下公式選擇抽樣速率fs(3－5)為了提高信道利用率，當(dāng)f0≥B時(shí)，可將n次下邊帶[nfs-B]移到0～f0頻段的空隙內(nèi)，這樣既不會(huì)發(fā)生重疊現(xiàn)象，又能降低抽樣頻率，從而減少了信道的傳輸頻帶。圖3-7(b)的抽樣頻率fs就是根據(jù)上述原則安排的(圖中只畫出了正頻譜)。由圖3-7(b)可知，由于信號(hào)帶寬B=5kHz，它滿足了2B≤f0<3B的條件，因此選擇fs=12kHz(<2fm)時(shí)，可在0～f0頻段內(nèi)，安排兩個(gè)下邊帶：(1)一次下邊帶fs-[B]=0.5kHz～5.5kHz；(2)二次下邊帶2fs-[B]=6.5kHz～11.5kHz。原始信號(hào)頻帶(12.5～17.5kHz)的高頻側(cè)是三次下邊帶(18.5～23.5kHz)及一次上邊帶(24.5kHz～29.5kHz)。由此可見，采用fs<2fm也能有效避免信號(hào)頻譜重疊現(xiàn)象。從圖3-7(b)中分析的結(jié)果，可歸納如下兩點(diǎn)結(jié)論：

(1)與原始信號(hào)（f0～fm）可能重疊的頻帶都是下邊帶；

(2)當(dāng)nB≤f0≤(n+1)B時(shí)，在原始信號(hào)頻帶（f0～fm）的低頻側(cè)，可能重疊的頻帶是n次下邊帶；在高頻側(cè)可能重疊的頻帶為(n+1)次下邊帶。圖3-7(c)是一般情況，從圖3-7(c)可知，為了不發(fā)生頻帶重疊，抽樣頻率fs應(yīng)滿足下列條件：圖3-7帶通型信號(hào)樣值序列的頻率

例3－2

試求載波60路群信號(hào)(312～552kHz)的抽樣頻率。

解信號(hào)帶寬當(dāng)要求原始信號(hào)頻帶與其相鄰頻帶之間的頻帶間隔相等時(shí),有所以,60路群信號(hào)的抽樣頻率應(yīng)為566kHz。2B≤fsmin≤4B(3－7)取值隨f0／B值不同而不同。當(dāng)f0／B為整數(shù)時(shí),fsmin為最低值2B,其他情形均大于2B,且當(dāng)f0遠(yuǎn)大于B時(shí),無論fs是否為B的整數(shù)倍,抽樣速率均近似取2B。圖3－8帶通信號(hào)的最低抽樣速率 3.2模擬信號(hào)的脈沖調(diào)制第2章中討論的連續(xù)波調(diào)制是以連續(xù)振蕩的正弦信號(hào)作為載波的。然而,正弦信號(hào)并非是唯一的載波形式,利用時(shí)間上離散的脈沖序列作為載波,同樣可獲得已調(diào)信號(hào),這就是模擬信號(hào)脈沖調(diào)制。脈沖調(diào)制就是以時(shí)間上離散的脈沖序列作為載波,用模擬基帶信號(hào)x(t)去控制脈沖序列的某參數(shù),使其按x(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。通常,按基帶信號(hào)改變脈沖參量(幅度、寬度和位置)的不同,把脈沖調(diào)制分為脈沖振幅調(diào)制(PAM)、脈沖寬度調(diào)制(PDM)和脈沖位置調(diào)制(PPM),波形如圖3－9所示。雖然這三種信號(hào)在時(shí)間上都是離散的,但受調(diào)參量變化是連續(xù)的,因此也都屬于模擬信號(hào)。圖3－9

PAM,PDM,PPM信號(hào)的波形3.2.1脈沖振幅調(diào)制(PAM)

1.自然抽樣的脈沖調(diào)幅自然抽樣與理想抽樣比較如下:

(1)自然抽樣與理想抽樣中的抽樣過程以及信號(hào)恢復(fù)的過程是完全相同的,差別只是使用的s(t)不同。

(2)自然抽樣的Xs(ω)的包絡(luò)的總趨勢是隨|f|上升而下降,因此帶寬是有限的,而理想抽樣的帶寬是無限的。s(t)為矩形脈沖序列時(shí),信號(hào)包絡(luò)的總趨勢按Sa曲線下降,帶寬與τ有關(guān)。τ越大,帶寬越小;τ越小,帶寬越大。

(3)τ的大小要兼顧通信中對帶寬和脈沖寬度的要求。通信中一般對信號(hào)帶寬的要求是越小越好,因此要求τ大。但通信中為了增加時(shí)分復(fù)用的路數(shù),要求τ小。顯然,二者是矛盾的。

2.平頂抽樣的脈沖調(diào)幅平頂抽樣又叫瞬時(shí)抽樣,它與自然抽樣的不同之處在于抽樣后信號(hào)中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖,矩形脈沖的幅度即為瞬時(shí)抽樣值?；謴?fù)原基帶信號(hào)x(t),通常采用以下兩種方式:

(1)在脈沖形成電路之后加一修正網(wǎng)絡(luò),修正網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)在信號(hào)的頻帶范圍內(nèi)滿足1/Q(ω),修正后的信號(hào)可通過低通濾波器便能無失真地恢復(fù)出原基帶信號(hào)x(t)。其原理方框圖如圖3－10所示。圖3－10用修正網(wǎng)絡(luò)恢復(fù)平頂抽樣信號(hào)

(2)在脈沖形成電路之后加一理想抽樣,理想抽樣后的信號(hào)可通過低通濾波器無失真地恢復(fù)出原基帶信號(hào)x(t)。其原理方框圖如圖3－11所示。圖3－11用理想抽樣恢復(fù)平頂抽樣信號(hào)3.2.2脈沖寬度調(diào)制(PDM)脈沖寬度調(diào)制(PDM)簡稱脈寬調(diào)制,與PAM不同,它是等幅的脈沖序列,抽樣時(shí)刻各x(kTs)的離散值與該載波脈沖序列對應(yīng)位脈沖的寬度成正比。于是,寬度不同的、間隔為Ts的已調(diào)序列就荷載了相應(yīng)的抽樣值x(kTs)的信息。當(dāng)接收解調(diào)時(shí),將各點(diǎn)的不同寬度簡單地轉(zhuǎn)為PAM,然后進(jìn)行低通濾波,恢復(fù)出原信號(hào)。3.2.3脈沖位置調(diào)制(PPM)脈沖位置調(diào)制(PPM)簡稱脈位調(diào)制,它是以均勻間隔為信號(hào)抽樣間隔的等幅脈沖序列作為載波,使各脈沖位置在不同方向移位的大小與信號(hào)樣本值x(kTs)對應(yīng)成正比。

PPM信號(hào)實(shí)現(xiàn)方式與PDM沒有本質(zhì)差別。PPM在光調(diào)制和光信號(hào)處理技術(shù)中已得到廣泛應(yīng)用。

3.3脈沖編碼調(diào)制脈沖編碼調(diào)制簡稱脈碼調(diào)制，其系統(tǒng)原理框圖如圖3－12所示。首先，在發(fā)送端進(jìn)行波形編碼，有抽樣、量化和編碼三個(gè)基本過程，把模擬信號(hào)變換為二進(jìn)制數(shù)碼。通過數(shù)字通信系統(tǒng)進(jìn)行傳輸后，在接收端進(jìn)行相反的變換，由譯碼和低通濾波器完成，把數(shù)字信號(hào)恢復(fù)為原來的模擬信號(hào)。抽樣原理前面已經(jīng)講過,是對模擬信號(hào)進(jìn)行周期性的掃描,把時(shí)間上連續(xù)的信號(hào)變成時(shí)間上離散的信號(hào)。我們要求經(jīng)過抽樣的信號(hào)應(yīng)包含原信號(hào)的所有信息,即能無失真地恢復(fù)出原模擬信號(hào)。抽樣速率的大小由抽樣定理確定。圖3－12模擬信號(hào)數(shù)字傳輸方框圖抽樣原理前面已經(jīng)講過,是對模擬信號(hào)進(jìn)行周期性的掃描,把時(shí)間上連續(xù)的信號(hào)變成時(shí)間上離散的信號(hào)。我們要求經(jīng)過抽樣的信號(hào)應(yīng)包含原信號(hào)的所有信息,即能無失真地恢復(fù)出原模擬信號(hào)。抽樣速率的大小由抽樣定理確定。量化是把經(jīng)抽樣得到的瞬時(shí)值進(jìn)行幅度離散，即指定Q個(gè)規(guī)定的電平，把抽樣值用最接近的電平表示。編碼是用二進(jìn)制碼組表示有固定電平的量化值。實(shí)際上量化是在編碼過程中同時(shí)完成的。圖3－13是PCM單路抽樣、量化、編碼波形圖。圖3－13

PCM單路抽樣、量化、編碼波形圖(a)抽樣脈沖;(b)PCM抽樣;(c)PCM量化;(d)PCM編碼3.3.1量化模擬信號(hào)經(jīng)過抽樣后，雖然在時(shí)間上離散了，但是，抽樣值脈沖序列幅度仍然取決于輸入模擬信號(hào)，幅度取值是任意的，無限的(即連續(xù)的)，它仍然屬于模擬信號(hào)，不能直接進(jìn)行編碼,因此就必須對它進(jìn)行變換，使其在幅度取值上離散化，這就是量化的目的。量化的物理過程可通過圖3－14表示的例子加以說明，其中x(t)是模擬信號(hào)，抽樣速率為fs=1/Ts，抽樣值用“·”表示。第k個(gè)抽樣值為x(kTs)，m1～mQ表示Q個(gè)電平(這里Q=7)，它們是預(yù)先規(guī)定好的，相鄰電平間距離稱量化間隔，用“Δ”表示。xi表示第i個(gè)量化電平的終點(diǎn)電平，那么量化應(yīng)該是xq(kTs)=mi

xi-1≤x(kTs)≤xi

(3-8)例如圖3－14中，t=4Ts時(shí)的抽樣值x(4Ts)在x5和x6之間，此時(shí)按規(guī)定量化值為m6。量化器輸出是圖3－14中的階梯波形xq(t)，其中xq(t)=xq(kTs)kTs≤t≤(k+1)Ts

(3－9)從上面結(jié)果可見，xq(t)階梯信號(hào)是用Q個(gè)電平去取代抽樣值的一種近似，近似的原則就是量化原則。量化電平數(shù)越大，xq(t)就越接近x(t)。

xq(kTs)與x(kTs)的誤差稱為量化誤差，根據(jù)量化原則，量化誤差不超過±Δ/2，而量化級(jí)數(shù)目越多，Δ值越小，量化誤差也越小。量化誤差一旦形成，在接收端無法去掉，它與傳輸距離、轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)無關(guān)，又稱為量化噪聲。衡量量化性能好壞的最常用指標(biāo)是量化信噪功率比(Sq/Nq)，其中Sq表示xq(kTs)產(chǎn)生的功率，Nq表示由量化誤差產(chǎn)生的功率，(Sq/Nq)越大，說明量化性能越好。圖3－14量化的物理過程

1.均勻量化量化間隔相等的量化稱為均勻量化，圖3－14即是均勻量化的例子。下面較為詳細(xì)地討論均勻量化的特性、量化誤差功率和量化信噪比。

1)量化特性量化特性是指量化器的輸入、輸出特性。均勻量化的量化特性是等階距的梯形曲線。圖3－15中示出了兩種常用的均勻量化特性，其中圖3－15(b)為“中間上升”型量化器特性，其原點(diǎn)出現(xiàn)在階梯函數(shù)上升部分中點(diǎn)；圖3－15(c)為“中間水平”型量化器特性，其原點(diǎn)出現(xiàn)在階梯形函數(shù)水平部分中點(diǎn)。二者的區(qū)別僅在于輸入為空閑噪聲時(shí)輸出電平有無變化，中間上升適用于語音編碼。圖3－15兩種常用的均勻量化特性(a)量化器框圖;(b)中間上升型特性;(c)中間水平型特性

2)量化誤差功率

(1)量化誤差。前已談到，量化誤差是量化器輸入、輸出的差別，在不同的輸入工作區(qū)，誤差顯示出兩種不同的特性，如圖3－16所示。圖3－16量化誤差曲線(a)中間水平；(b)中間上升第一個(gè)工作區(qū)域是鋸齒形特性的量化誤差區(qū)，在這一區(qū)域內(nèi)，量化誤差受量化間隔大小的制約，這個(gè)區(qū)域由量化器的動(dòng)態(tài)范圍確定，通常也稱為量化區(qū)或線性工作區(qū)。量化器的正確運(yùn)用是設(shè)法調(diào)節(jié)輸入信號(hào)，使其動(dòng)態(tài)范圍與量化器的動(dòng)態(tài)范圍相匹配，可由增益控制系統(tǒng)來完成。第二個(gè)工作區(qū)域?yàn)榉橇炕`差區(qū)，這個(gè)區(qū)域的誤差特性是線性增長的，這個(gè)區(qū)也稱為過載區(qū)或飽和區(qū)。這種誤差比量化誤差大，對重建信號(hào)有很壞的影響。

(2)量化誤差功率。量化誤差功率應(yīng)包括未過載噪聲功率和過載量化噪聲功率兩部分，需分別加以計(jì)算。對于隨機(jī)輸入信號(hào)來說，量化誤差功率不僅與Δ有關(guān)，還與模擬輸入信號(hào)概率分布有關(guān)。如果在某一量化間隔內(nèi)，x(kTs)出現(xiàn)的少，必然在此范圍內(nèi)出現(xiàn)的量化噪聲功率小。由于落在某一量化間隔的模擬信號(hào)概率不同，所以應(yīng)計(jì)算平均的量化噪聲功率。設(shè)輸入模擬信號(hào)x的概率密度函數(shù)是fx(x)，x的取值范圍為(a,b)，且假設(shè)不會(huì)出現(xiàn)過載量化，則量化誤差功率Nq為(3－10)一般來說，量化電平數(shù)Q很大，Δ很小，因而可認(rèn)為在Δ量化間隔內(nèi)fx(x)不變，以pi表示，且假設(shè)各層之間量化噪聲相互獨(dú)立，則Nq表示為(3－11)

3)量化信噪比量化信噪比是衡量量化性能好壞的指標(biāo)，其中，式(3－10)給出量化噪聲功率，按照上面給出的條件，可得出量化信號(hào)功率Sq為(3－12)

Sq/Nq就是量化信噪比，只要給出fx(x)，就可計(jì)算出信噪比值。

例3－3在測量時(shí)往往用正弦信號(hào)來判斷量化信噪比。若設(shè)正弦信號(hào)為x(t)=Amcosωt，則Sq=A2m/2，若量化幅度范圍為-V～+V，且信號(hào)不過載(即Am＜V)，則量化信噪比為把Δ=2V/Q代入上式，且設(shè)Q電平需k位二進(jìn)制代碼表示(即2k=Q),則上式得(dB)(3－13)當(dāng)Am=V時(shí)，得到正弦測試信號(hào)量化信噪比為(3－14)由式(3－13)、(3－14)可知，每增加一位編碼，量化信噪比就提高6dB。

4)均勻量化的缺點(diǎn)如上所述，均勻量化時(shí)其量化信噪比隨信號(hào)電平的減小而下降。產(chǎn)生這一現(xiàn)象的原因就是均勻量化時(shí)的量化級(jí)間隔Δ為固定值，而量化誤差不管輸入信號(hào)的大小均在(-Δ/2,Δ/2)內(nèi)變化。故大信號(hào)時(shí)量化信噪比大，小信號(hào)時(shí)量化信噪比小。對于語音信號(hào)來說，小信號(hào)出現(xiàn)的概率要大于大信號(hào)出現(xiàn)的概率，這就使平均信噪比下降。同時(shí)，為了滿足一定的信噪比輸出要求，輸入信號(hào)應(yīng)有一定范圍(即動(dòng)態(tài)范圍)，由于小信號(hào)信噪比明顯下降，也使輸入信號(hào)范圍減小。要改善小信號(hào)量化信噪比，可以采用量化間隔非均勻的方法，即非均勻量化。

2.非均勻量化非均勻量化是一種在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化，在信號(hào)幅度小時(shí)，量化級(jí)間隔劃分得小；信號(hào)幅度大時(shí)，量化級(jí)間隔也劃分得大，以提高小信號(hào)的信噪比，適當(dāng)減少大信號(hào)信噪比，使平均信噪比提高，獲得較好的小信號(hào)接收效果。實(shí)現(xiàn)非均勻量化的方法之一是采用壓縮擴(kuò)張技術(shù)，如圖3－17所示。它的基本思想是在均勻量化之前先讓信號(hào)經(jīng)過一次壓縮處理，對大信號(hào)進(jìn)行壓縮而對小信號(hào)進(jìn)行較大的放大(見圖3－17(b))。信號(hào)經(jīng)過這種非線性壓縮電路處理后，改變了大信號(hào)和小信號(hào)之間的比例關(guān)系，大信號(hào)的比例基本不變或變得較小，而小信號(hào)相應(yīng)地按比例增大，即“壓大補(bǔ)小”。這樣，對經(jīng)過壓縮器處理的信號(hào)再進(jìn)行均勻量化，量化的等效結(jié)果就是對原信號(hào)進(jìn)行非均勻量化。接收端將收到的相應(yīng)信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)張，以恢復(fù)原始信號(hào)原來的相對關(guān)系。擴(kuò)張?zhí)匦耘c壓縮特性相反，該電路稱為擴(kuò)張器。圖3－17非均勻量化原理在PCM技術(shù)的發(fā)展過程中，曾提出過許多壓擴(kuò)方法。目前數(shù)字通信系統(tǒng)中采用兩種壓擴(kuò)特性，一種是以μ作為參數(shù)的壓擴(kuò)特性，稱μ律壓擴(kuò)特性，另一種是以A作為參數(shù)的壓縮特性，叫A律壓縮特性，下面進(jìn)行介紹。

1)μ律與A律壓縮特性

μ律和A律歸一化壓縮特性表示式分別為μ律：(-1≤x≤1)(3－15)A律：(3－16)式中，x為歸一化輸入，y為歸一化輸出，A、μ為壓縮系數(shù)。對A特性求導(dǎo)可得A=87.6時(shí)的值為(3－17)當(dāng)x=1時(shí)，放大量縮小為0.1827，顯然大信號(hào)比小信號(hào)下降很多，這樣就起到了壓縮的作用。對于μ律也有類似的結(jié)論。用數(shù)字電路來實(shí)現(xiàn)壓擴(kuò)特性的技術(shù)稱之為數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)。

2)數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)

(1)數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)。這是一種通過大量的數(shù)字電路形成若干段折線，并用這些折線來近似A律或μ律壓擴(kuò)特性，從而達(dá)到壓擴(kuò)目的的方法。用折線作壓擴(kuò)特性，它既不同于均勻量化的直線，又不同于對數(shù)壓擴(kuò)特性的光滑曲線。雖然總的來說用折線作壓擴(kuò)特性是非均勻量化的，但它既有非均勻量化(不同折線有不同斜率)，又有均勻量化(在同一折線的小范圍內(nèi))。有兩種常用的數(shù)字壓擴(kuò)技術(shù)：一種是13折線A律壓擴(kuò)，它的特性近似A=87.6的A律壓擴(kuò)特性。另一種是15折線μ律壓擴(kuò)，其特性近似μ=255的μ律壓擴(kuò)特性。13折線A律主要用于英、法、德等歐洲各國的PCM30/32路基群中，我國的PCM30/32路基群也采用13折線A律壓縮律。15折線μ律主要用于美國、加拿大和日本等國的PCM－24路基群中。CCITT建議G.711規(guī)定上述兩種折線近似壓縮律為國際標(biāo)準(zhǔn)，且在國際間數(shù)字系統(tǒng)相互聯(lián)接時(shí)，要以A律為標(biāo)準(zhǔn)。因此這里僅介紹13折線A律壓縮特性。

(2)13折線A律的產(chǎn)生。設(shè)在直角坐標(biāo)系中,x軸和y軸分別表示輸入信號(hào)和輸出信號(hào),并假定輸入信號(hào)和輸出信號(hào)的取值范圍為+1～-1(已歸一化)。折線A律產(chǎn)生的具體方法是:在x軸0～1范圍內(nèi),以1/2遞減規(guī)律分成8個(gè)不均勻的段,其分段點(diǎn)為1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64和1/128。形成的8個(gè)不均勻段由小到大依次為:1/128,1/128,1/64,1/32,1/16,1/8,1/4和1/2。其中,第一、第二兩段長度相等,都是1/128。上述8段之中,每一段都要再均勻地分成16等份,每一等份就是一個(gè)量化級(jí)。在每一段內(nèi)這些等份(即16個(gè)量化級(jí))的長度是相等的,但是,在不同的段內(nèi),這些量化級(jí)又是不相等的。因此,輸入信號(hào)的取值范圍0～1總共被劃分為128(16×8)個(gè)不均勻的量化級(jí)?？梢?用這種分段方法就可使輸入信號(hào)形成一種不均勻量化分級(jí)。它對小信號(hào)分得細(xì),最小量化級(jí)(第一、二段的量化級(jí))為(1/128)×(1/16)=1/2048;對大信號(hào)的量化級(jí)分得粗,最大量化級(jí)為1/(2×16)=1/32。一般最小量化級(jí)為一個(gè)量化單位,用Δ表示,可以計(jì)算出輸入信號(hào)的取值范圍0～1總共被劃分為2048Δ。對y軸也分成8段,不過是均勻地分成8段。y軸的每一段又均勻地分成16等份,每一等份就是一個(gè)量化級(jí)。于是y軸的區(qū)間0～1就被分為128個(gè)均勻量化級(jí),每個(gè)量化級(jí)均為1/128。圖3－18給出了這一具體方法的示意。圖3－18

13折線A律壓擴(kuò)特性將x軸的8段和y軸的8段各相應(yīng)段的交點(diǎn)連接起來,于是就得到由8段直線組成的折線。由于y軸是均勻分為8段的,每段長度為1/8,而x軸是不均勻分成8段的,每段長度不同,因此,可分別求出8段直線線段的斜率(圖3－18中給出)?？梢?，第1、2段斜率相等，因此可看成一條直線段，實(shí)際上得到7條斜率不同的折線。以上分析是對正方向的情況。由于輸入信號(hào)通常有正負(fù)兩個(gè)極性，因此，在負(fù)方向上也有與正方向?qū)ΨQ的一組折線。因?yàn)檎较蛏系牡?、2段與負(fù)方向的第1、2段具有相同的斜率，于是我們可將其連成一條直線段，因此，正、負(fù)方向總共得到13段直線，由這13段直線組成的折線，稱為13折線，如圖3－19所示。圖3－19

13折線由圖3－19可見，第1、2段斜率最大，越往后斜率越小，因此13折線是逼近壓縮特性的，具有壓擴(kuò)作用。13折線可用式(3－16)表示，由于第1、2段斜率為16，根據(jù)式(3－17)知A=87.6，因此，這種特性稱為A=87.6的13折線壓擴(kuò)律，或簡稱A律。由圖3－19還可以看出，這時(shí)的壓縮和量化是結(jié)合進(jìn)行的，即用不均勻量化的方法實(shí)現(xiàn)了壓縮的目的，在量化的同時(shí)就進(jìn)行了壓縮，因此不必再用專用的壓縮器進(jìn)行壓縮。此外，經(jīng)過13折線變換關(guān)系之后，將輸入信號(hào)量化為2×128個(gè)離散狀態(tài)(量化級(jí))，因此，可用8位二進(jìn)制碼直接加以表示。3.3.2編碼和譯碼

1.編碼原理這里僅討論常用的逐次反饋型編碼,并說明編碼原理。

1)編碼碼型在PCM中常用折疊二進(jìn)制碼作為編碼碼型。折疊碼是目前A律13折線PCM30/32路設(shè)備所采用的碼型。折疊碼的第1位碼代表信號(hào)的正、負(fù)極性,其余各位表示量化電平的絕對值。目前國際上普遍采用8位非線性編碼。例如PCM30/32路終端機(jī)中最大輸入信號(hào)幅度對應(yīng)4096個(gè)量化單位(最小的量化間隔稱為一個(gè)量化單位)，在4096單位的輸入幅度范圍內(nèi)，被分成256個(gè)量化級(jí)，因此須用8位碼表示每一個(gè)量化級(jí)。用于13折線A律特性的8位非線性編碼的碼組結(jié)構(gòu)如表3－1所示。表3－1

8位非線性編碼碼組結(jié)構(gòu)表3－1中，第1位碼M1的數(shù)值“1”或“0”分別代表信號(hào)的正、負(fù)極性，稱為極性碼。從折疊二進(jìn)制碼的規(guī)律可知，對于兩個(gè)極性不同，但絕對值相同的樣值脈沖，用折疊碼表示時(shí)，除極性碼M1不同外，其余幾位碼是完全一樣的。因此在編碼過程中，只要將樣值脈沖的極性判出后，編碼器便是以樣值脈沖的絕對值進(jìn)行量化和輸出碼組的。這樣只要考慮13折線中對應(yīng)于正輸入信號(hào)的8段折線就行了。這8段折線共包含128個(gè)量化級(jí)，正好用剩下的7位碼(M2，…,M8)就能表示出來。第2位至第4位碼(即M2，M3，M4)稱為段落碼。因?yàn)?段折線用3位碼就能表示。具體劃分如表3－2所示。應(yīng)注意，段落碼的每一位不表示固定的電平，只是用M2，M3，M4的不同排列碼組表示各段的起始電平。這樣就把樣值脈沖屬于哪一段先確定下來了，以便很快地定出樣值脈沖應(yīng)納入到這一段內(nèi)的哪個(gè)量化級(jí)上。表3－2段落碼表3－3段內(nèi)碼這樣，一個(gè)信號(hào)的正負(fù)極性用M1表示，幅度在一個(gè)方向(正或負(fù))有8個(gè)大段用M2M3M4表示，具體落在某段落內(nèi)的電平上，用4位段內(nèi)碼M5M6M7M8表示。表3－4列出了13折線A律每一個(gè)量化段的起始電平Isi、量化間隔Δi、段落碼(M2M3M4)以及段內(nèi)碼(M5M6M7M8)的權(quán)值(對應(yīng)電平)。表3－4

A律13折線幅度碼與其對應(yīng)電平

2)編碼原理圖3－20是逐次比較編碼器原理圖。它由抽樣保持、全波整流、極性判決、比較器及本地譯碼器等組成。圖3－20逐次比較型編碼器原理圖抽樣后的模擬PAM信號(hào)，需經(jīng)保持展寬后再進(jìn)行編碼。保持后的PAM信號(hào)仍為雙極性信號(hào)。將該信號(hào)經(jīng)過全波整流變?yōu)閱螛O性信號(hào)。對此信號(hào)進(jìn)行極性判決，編出極性碼M1。當(dāng)信號(hào)為正極性時(shí)，極性判決電路出“1”碼，反之出“0”碼。由于13折線法中用7位二進(jìn)制碼代表段落和段內(nèi)碼,所以對一個(gè)信號(hào)的抽樣值需要進(jìn)行7次比較,每次所需的標(biāo)準(zhǔn)電流均由本地譯碼器提供。除M2碼外,M3～M8碼的判定值是與先行碼的狀態(tài)有關(guān)的。所以本地解碼器產(chǎn)生判定值時(shí),要把先行碼的狀態(tài)反饋回來。先行碼(反饋碼)M2～M8串行輸入串/并變換和記憶電路,變?yōu)椴⑿写a輸出。這里要強(qiáng)調(diào)的是:對于先行碼(已編好的碼),Mi(i=3,…,8)有確定值0或1;對于當(dāng)前碼(正準(zhǔn)備編的碼),Mi取值為1;對于后續(xù)碼(尚未編的碼),Mi取值為0。開始編碼時(shí),M2取值為1,M3～M8取值為0,意味著Is=128Δ,即對應(yīng)著8個(gè)段落的中點(diǎn)值。

在判定輸出碼時(shí)，第1次比較應(yīng)先確定信號(hào)Ic是屬于8大段的上4段還是下4段，這時(shí)權(quán)值Is是8段的中間值Is=128△,Ic落在上4段，M2=1；Ic落在下4段，M2=0；第2次比較要確定第1次比較時(shí)Is在4段的上兩段還是下兩段，當(dāng)Ic在上兩段時(shí)，M3=1，否則，M3=0；同理用M4為“1”或“0”來表示Ic落在兩段的上一段還是下一段?？梢哉f段落碼編碼的過程是確定Ic落在8段中的哪一段，并用這段起始電平表示Is的過程。段內(nèi)碼的編碼過程與段落碼相似，即決定Ic落在某段16等份中的哪一間隔內(nèi)，并用這個(gè)間隔的起始電平表示Is，直至編出M5~M8。

【例3-4】已知抽樣值為+635Δ，要求按13折線A律編出8位碼。

解：第1次比較：信號(hào)Ic為正極性，M1=1。第2次比較：串／并變換輸出M2~M8碼為1000000，本地譯碼器輸出為Is2=128Δ，Ic=635Δ＞Is2=128Δ，Μ2=1。第3次比較：串／并變換輸出M2~M8碼為1100000，本地譯碼器輸出為Is3=512Δ，Ic=635Δ＞Is3=512Δ，Μ3=1。第4次比較：串／并變換輸出M2~M8碼為1110000，本地譯碼器輸出為Is4=1024Δ，Ic=635Δ＜Is4=1024Δ，Μ4=0。第5次比較：串／并變換輸出M2~M8碼為1101000，本地譯碼器輸出為Is5=512Δ+[（1024Δ-512Δ）/16]×8=768Δ。其中（1024Δ-512Δ）/16=32Δ表示M2M3M4=110處在第7段的量化間隔。Ic=635Δ＜Is5=768Δ，Μ5=0根據(jù)上面的分析，編碼器輸出的碼字實(shí)際對應(yīng)的電平應(yīng)為608Δ，稱為編碼電平，也可以按照下式計(jì)算：

Is=Isi+(23M5+22M6+21M7+20M8)Δi（3-18）也就是說，編碼電平等于樣值信號(hào)所處段落的起始電平與該段內(nèi)量值電平之和。本地譯碼器中的7/11變換電路就是線性碼變換器，因?yàn)椴捎梅蔷鶆蛄炕?位非線性碼可以等效變換為11位線性碼。恒流源有11個(gè)基本權(quán)值電流支路，需要11個(gè)控制脈沖來控制，所以必須經(jīng)過變換，把7位碼變成11位碼，其實(shí)質(zhì)就是完成非線性到線性之間的變換。恒流源用來產(chǎn)生各種標(biāo)準(zhǔn)電流值Is。

例3－5編碼輸出為11100011,量化電平為608Δ,用11位線性碼表示不包括極性碼在內(nèi)的7位碼應(yīng)為01001100000。將非線性7位幅度碼變換成線性11位或12位(用在接收譯碼器中)幅度碼，它們的變換關(guān)系可用表3－5表示。表3－5

A律13折線非線性碼與線性碼間的關(guān)系

3)PCM信號(hào)的碼元速率和帶寬由于PCM要用k位二進(jìn)制代碼表示一個(gè)抽樣值，因此傳輸它需要的信道帶寬將比信號(hào)x(t)的帶寬大得多。

(1)碼元速率。設(shè)x(t)為低通信號(hào)，最高頻率為fx，抽樣速率fs≥2fx，如果量化電平數(shù)為Q，采用M進(jìn)制代碼，每個(gè)量化電平需要的代碼數(shù)為k=logMQ,因此碼元速率為kfs。一般采用二進(jìn)制代碼，M=2,k=lbQ，則fb=fs·lbQ。

(2)傳輸PCM信號(hào)所需的最小帶寬。抽樣速率的最小值fs=2fx，因此最小碼元傳輸速率為fb=2fx·k，此時(shí)所具有的帶寬有兩種：(理想低通傳輸)(升余弦傳輸)(3－19)(3－20)以常用的k=8，fs=8kHz為例，采用升余弦傳輸特性BPCM=8×8000=64kHz，顯然比直接傳輸模擬信號(hào)的帶寬(4kHz)要大得多。

2.譯碼原理譯碼的作用是把收到的PCM信號(hào)還原成相應(yīng)的PAM信號(hào)，即實(shí)現(xiàn)數(shù)模變換(D/A變換)。

A律13折線譯碼器原理框圖如圖3－21所示，與圖3－20中本地譯碼器很相似，所不同的是增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12位碼變換電路，下面簡單介紹這兩部分電路。圖3－21

13折線(Ａ律)譯碼器方框圖極性控制部分的作用是根據(jù)收到的極性碼M1是“１”還是“0”來辨別PCM信號(hào)的極性，使譯碼后的PAM信號(hào)的極性恢復(fù)成與發(fā)送端相同的極性。

7/12變換電路是將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。在編碼器的本地譯碼電路中采用7/11位碼變換，使得量化誤差有可能大于本段落量化間隔的一半，如在例3－4中，量化誤差為27Δ，大于16Δ。為使量化誤差均小于段落內(nèi)量化間隔的一半，譯碼器的7/12變換電路使輸出的線性碼增加一位碼，人為地補(bǔ)上半個(gè)量化間隔，從而改善量化信噪比。

例3－6在例3－4中的7位非線性碼變?yōu)?2位線性碼為010011100000,PAM輸出應(yīng)為

608Δ+16Δ=624Δ此時(shí)量化誤差為

635Δ-624Δ=11Δ解碼電平也可以按照下式計(jì)算:(3－21)即解碼電平等于編碼電平加上量化間隔Δi的一半。最終的解碼誤差為eD=∣ID–Ic∣(3－22)即解碼誤差等于解碼電平與樣值電平差的絕對值。寄存讀出電路是將輸入的串行碼在存儲(chǔ)器中寄存起來，待全部接收后再一起讀出，送入解碼網(wǎng)絡(luò)。這實(shí)質(zhì)上是進(jìn)行串并變換。3.4增量調(diào)制(ΔΜ)

1.編碼的基本思想假設(shè)一個(gè)模擬信號(hào)x(t)(為作圖方便起見，令x(t)≥0)，我們可以用一時(shí)間間隔為Δt，幅度差為±σ的階梯波形x′(t)去逼近它，如圖3－22所示。只要Δt足夠小，即抽樣頻率fs=1/Δt足夠高，且σ足夠小，則x′(t)可以相當(dāng)近似于x(t)。我們把σ稱做量階，Δt=Ts稱為抽樣間隔。圖3－22用階梯或鋸齒波逼近模擬信號(hào)

2.譯碼的基本思想與編碼相對應(yīng)，譯碼也有兩種情況，一種是收到1碼上升一個(gè)量階σ(跳變)，收到0碼下降一個(gè)量階σ(跳變)，這樣把二進(jìn)制代碼經(jīng)過譯碼變成x′(t)這樣的階梯波。另一種是收到1碼后產(chǎn)生一個(gè)正的斜變電壓，在Δt時(shí)間內(nèi)上升一個(gè)量階σ，收到一個(gè)0碼產(chǎn)生一個(gè)負(fù)的斜變電壓，在Δt時(shí)間內(nèi)均勻下降一個(gè)量階σ。這樣，二進(jìn)制碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)槿鐇0(t)這樣的鋸齒波?？紤]電路上實(shí)現(xiàn)的簡易程度，一般都采用后一種方法。這種方法可用一個(gè)簡單RC積分電路把二進(jìn)制碼變?yōu)閤0(t)波形，如圖3－23所示。圖3－23簡單ΔM譯碼原理圖

3.簡單增量調(diào)制系統(tǒng)框圖從簡單ΔM調(diào)制解調(diào)的基本思想出發(fā)，可組成簡單ΔM系統(tǒng)方框圖,如圖3－24所示。發(fā)送端由比較器、定時(shí)判決器、本地譯碼器(發(fā)端譯碼器)等組成，見圖3－24(a)。比較器是用來比較x(t)與x0(t)大小的，定時(shí)判決器按x(t)-x0(t)＞0輸出1，x(t)-x0(t)＜0輸出0的原則進(jìn)行判決，由本地譯碼器產(chǎn)生x0(t)。實(shí)際上實(shí)用調(diào)制方框圖還要復(fù)雜些，如圖3－24(b)所示。接收端的核心電路應(yīng)該是積分器，但實(shí)際電路框圖還應(yīng)有碼型變換和低通。下面我們結(jié)合波形加以說明。圖3－24

ΔM系統(tǒng)原理框圖(a)本地譯碼器組成；(b)實(shí)際組成原理框圖

(1)放大和限幅電路。相減器在這里用多級(jí)放大和限幅電路代替，放大器輸入端加上x(t)和-x0(t)，起到相減的作用，經(jīng)過放大,e(t)=k［x(t)-x0(t)］；為了判決器更好工作，e(t)經(jīng)放大限幅變成正負(fù)極性電壓，只要x(t)-x0(t)＞0，d點(diǎn)為一較大的近似固定的正電平，反之x(t)-x0(t)＜0，d點(diǎn)為一較大的近似固定的負(fù)電壓。圖3－25中畫出了a、b、c、d各點(diǎn)的波形。圖3－25簡單增量調(diào)制各點(diǎn)波形

(2)定時(shí)判決電路。它由D觸發(fā)器和定時(shí)取樣脈沖完成判決任務(wù)。定時(shí)取樣脈沖是間隔為Ts的窄脈沖，在定時(shí)脈沖作用時(shí)刻，d點(diǎn)電壓為正，觸發(fā)器呈高電位，相當(dāng)于1碼，反之d點(diǎn)為負(fù)，觸發(fā)器呈低電位，相當(dāng)于0碼。e點(diǎn)波形(即p(t))如圖3－25(f)所示，它是單極性的。1碼的高電位一般約為幾伏特；0碼時(shí)是低電位，一般為零點(diǎn)幾伏特。p(t)作為ΔM信號(hào)可直接送到線路上傳輸，或者經(jīng)過極性變換電路變?yōu)殡p極性碼后再傳輸，此外，p(t)送到本地譯碼器產(chǎn)生-x0(t)。

(3)本地譯碼器。它由碼型變換和反相放大、積分器和射極跟隨器三部分組成。由于p(t)是單極性的，因此加到積分器前一定要變?yōu)殡p極性信號(hào)，這就是需要碼型變換的原因。反向放大一方面把雙極性信號(hào)放大，另一方面使它反相，這樣經(jīng)積分就得-x0(t)。積分器一般用時(shí)間常數(shù)較大的RC充放電電路，這樣可以得到近似鋸齒波的斜變電壓。積分器后面的射極器是把積分器和放大器分開，保證積分器輸出端有較高的阻抗。f點(diǎn)和g點(diǎn)的波形也在圖3－25中。g點(diǎn)和b點(diǎn)波形是一樣的。積分器的時(shí)間常數(shù)RC選得越大，充電放電的直線線性越好，但RC太大時(shí)，在Ts時(shí)間內(nèi)上升(或下降)的量階σ越小，一般選擇在(15～30)Ts比較合適。圖3-26過載時(shí)波形發(fā)生過載現(xiàn)象時(shí)，量化信噪比急劇惡化，實(shí)際應(yīng)用中要防止出現(xiàn)過載現(xiàn)象。由于x(t)變化的速率表現(xiàn)在它的斜率上，積分器充放電的速率也表現(xiàn)在它的斜率上，因此防止過載的辦法是讓斜變電壓斜率絕對值σ/Ts大于或等于信號(hào)最大斜率的絕對值，即(3-23)或

2.過載特性設(shè)本地譯碼器為簡單RC回路，輸入端所加雙極性信號(hào)電壓絕對值為E，則在Ts=Δt時(shí)間內(nèi)充放電變化的高度即為σ，可以算出(3－24)即(3－25)當(dāng)E、R、C給定后，積分器變化斜率就是一定的。下面舉例說明。設(shè)x(t)=Asinωkt，此時(shí)信號(hào)斜率為不過載且信號(hào)又是最大的條件為(3－26)

3.動(dòng)態(tài)范圍前面已討論了避免過載的最大信號(hào)振幅Amax，現(xiàn)在我們來研究能開始編碼的最小信號(hào)振幅Amin是多少，找出上限Amax和下限Amin就可知道編碼的動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)輸入信號(hào)x(t)為變化極緩慢的信號(hào)時(shí)，輸出碼序列p(t)為一系列0、1交替碼，如圖3－27所示。說明如下：設(shè)在t0時(shí)刻圖3－27

x(t)為極緩慢信號(hào)時(shí)的p(t)

4.PCM與ΔM系統(tǒng)性能比較這里僅簡要說明PCM和ΔM兩種方式的抗噪能力,目的是進(jìn)一步了解兩種調(diào)制的相對性能。在誤碼可忽略以及信道傳輸速率相同的條件下,PCM與ΔM系統(tǒng)的比較曲線如圖3－28所示。由圖可看出,如果PCM系統(tǒng)編碼位數(shù)小于4,則它的性能比低通截止頻率fL=3000Hz、信號(hào)頻率fk=1000Hz的ΔM系統(tǒng)差,如果k＞4,則隨著k的增大,PCM相對于ΔM來說,其性能越來越好。圖3－28忽略Pe的PCM與ΔM系統(tǒng)的比較曲線 3.5差值脈沖編碼調(diào)制3.5.1差值脈沖編碼調(diào)制(DPCM)

PCM對模擬信號(hào)的每個(gè)抽樣值都進(jìn)行獨(dú)立的量化編碼,這樣,要達(dá)到足夠的信噪比就需要較多的二進(jìn)碼位,比特率高,信號(hào)帶寬加大。語音信號(hào)有一個(gè)非常重要的性能,就是語音信號(hào)相鄰的抽樣值之間有很強(qiáng)的相關(guān)性,在采樣頻率足夠高的情況下,信號(hào)的兩個(gè)相鄰抽樣值十分相似,不會(huì)發(fā)生很大的變化,且多數(shù)具有單調(diào)變化的趨勢。也就是說,信源信息本身具有大量的冗余度。根據(jù)相關(guān)性原理,可以找出一個(gè)反映信號(hào)變化特性的差值進(jìn)行編碼,這一差值的幅度范圍一定小于原信號(hào)的幅度范圍。因此,在保持相同量化誤差的條件下,量化電平數(shù)就可以減少,也就是壓縮了編碼速率。差值脈沖編碼調(diào)制(DPCM,DeferentialPCM)就是利用語音信號(hào)的相關(guān)性,根據(jù)過去的信號(hào)樣值預(yù)測當(dāng)前時(shí)刻的樣值,得到當(dāng)前樣值與預(yù)測值之間的差值(預(yù)測誤差),然后對差值進(jìn)行量化編碼。圖3－29為后向預(yù)測差值序列示意圖,差值是由當(dāng)前樣值與前一個(gè)樣值序列的差構(gòu)成的。圖3－29后向預(yù)測序列示意圖(a)樣值序列;(b)差值序列一階后向預(yù)測DPCM系統(tǒng)的原理方框圖如圖3－30所示。S(n)表示模擬信號(hào)的樣值。在發(fā)送端,首先根據(jù)前面的抽樣值預(yù)測當(dāng)前時(shí)刻的樣值,得到當(dāng)前樣值與預(yù)測值之間的差值,然后對差值進(jìn)行量化編碼;接收端將差值序列還原成樣值序列。圖3－30一階后向預(yù)測DPCM系統(tǒng)原理方框圖從圖中可以看出,與PCM相比,DPCM多了一個(gè)預(yù)測器。在一階后向預(yù)測DPCM通信中,發(fā)端和收端都必須通過預(yù)測器從量化差值序列中預(yù)測出樣值序列。預(yù)測器輸出的預(yù)測值與其輸入抽樣值之間的關(guān)系滿足(3－27)其中,ai和k是預(yù)測器的參數(shù),Sp(n)是預(yù)測器將前k個(gè)抽樣值加權(quán)求和而得到的。量化器的輸入為預(yù)測誤差d(n)=S(n)-Sp(n)，輸出為量化后的預(yù)測誤差d′(n)。將d′(n)編成二進(jìn)碼元系列，通過信道送至接收端，同時(shí)反饋至預(yù)測器的輸入端，與預(yù)測值Sp(n)相加形成預(yù)測器的輸入信號(hào)S′(n)。接收端的預(yù)測器、累加器和發(fā)送端相同。兩個(gè)累加器的輸入均為預(yù)測誤差d′(n)，若信道傳送無誤，則兩個(gè)累加器的輸入相同。從上圖可以看出，DPCM的量化誤差等于量化器的量化誤差。

DPCM的信噪比為合理的選擇預(yù)測規(guī)律,差值功率Pd就能遠(yuǎn)小于信號(hào)功率Ps,Gp就會(huì)大于1,從而系統(tǒng)獲得增益。當(dāng)Gp遠(yuǎn)大于1時(shí),意味著DPCM系統(tǒng)的量化信噪比遠(yuǎn)大于量化器的量化信噪比。若我們要求DPCM和PCM系統(tǒng)具有相同的信噪比,則可以降低對量化器信噪比的要求,即可減少量化級(jí)數(shù)、減少二進(jìn)碼位數(shù)、壓縮信號(hào)帶寬。DPCM系統(tǒng)的信噪比取決于預(yù)測增益和量化信噪比,對DPCM的研究也就是對預(yù)測增益和量化信噪比的研究。實(shí)驗(yàn)表明,經(jīng)過DPCM調(diào)制后的信號(hào),其傳輸?shù)谋忍芈时绕餚CM來說大大地壓縮了。例如,對于有較好圖像質(zhì)量的情況,每一抽樣值只需4比特就夠了。此外,在相同比特速率條件下,DPCM比PCM信噪比可改善14～17dB。與ΔM相比,由于它增多了量化級(jí),因此在改善量化噪聲方面優(yōu)于ΔM調(diào)制。DPCM的缺點(diǎn)是易受到傳輸線路噪聲的干擾,在抑制信道噪聲方面不如ΔM。3.5.2自適應(yīng)差值脈沖編碼調(diào)制(ADPCM)

1.自適應(yīng)量化

DPCM與ΔM的區(qū)別在于ΔM用一位二進(jìn)制碼表示差值e(t),而DPCM用一組二進(jìn)制碼表示e(t)。自適應(yīng)量化的基本思想是讓量化階距(量化電平范圍)、分層電平能夠自適應(yīng)于量化器輸入的e(t)的變化,從而使量化誤差最小?，F(xiàn)有的自適應(yīng)量化方案有兩類:一類是其量化階距由輸入信號(hào)本身估值,這種方案稱為前饋(前向)自適應(yīng)量化器;另一類是其階距根據(jù)量化器輸出來進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整,或等效地用輸出編碼信號(hào)進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整,這類自適應(yīng)量化方案稱為反饋(后向)自適應(yīng)量化器。前向自適應(yīng)量化的優(yōu)點(diǎn)是估值準(zhǔn)確,其缺點(diǎn)是階距信息要與語音信息一起送到接收端解碼器,否則接收端無法知道發(fā)送端該時(shí)刻的量階值。另外,階距信息需要若干比特的精度,因而前向自適應(yīng)量化不宜采用瞬時(shí)自適應(yīng)量化方案。后向自適應(yīng)量化的特點(diǎn)是:接收端不需要階距信息,因?yàn)榇诵畔⒖蓮慕邮招糯a中提取;可采用音節(jié)或瞬時(shí)或者兩者兼顧的自適應(yīng)量化方式。其缺點(diǎn)是因量化誤差而影響其估值的準(zhǔn)確度。但自適應(yīng)動(dòng)態(tài)范圍愈大,導(dǎo)致影響程度也愈小。后向自適應(yīng)量化目前被廣泛采用。兩種自適應(yīng)的量化都比DPCM性能改善10～12dB。

2.自適應(yīng)預(yù)測在前面介紹的ΔM系統(tǒng)和DPCM系統(tǒng)中,都是用前后兩個(gè)樣值的差值e(t)進(jìn)行量化編碼的,這種僅用前面一個(gè)樣值求e(t)的情況稱為一階預(yù)測。實(shí)際信號(hào)中,其樣值前后是有一定關(guān)聯(lián)的,如采用前面若干個(gè)樣值作為參考來推算e(t),就是高階預(yù)測。為了在接收端根據(jù)e(t)的編碼產(chǎn)生下一個(gè)輸入樣值的準(zhǔn)確估計(jì),可以對前面所有樣值的有效信息冗余度進(jìn)行加權(quán)求和,這里的加權(quán)系數(shù)又稱為預(yù)測系數(shù)。自適應(yīng)預(yù)測的基本思想是使預(yù)測系數(shù)的改變與輸入信號(hào)幅度值相匹配,從而使預(yù)測誤差e(t)為最小值。這樣,預(yù)測的編碼范圍可減小,可在相同編碼位數(shù)情況下提高信噪比。在自適應(yīng)預(yù)測中采用了兩項(xiàng)措施:①增加用于預(yù)測的過去樣值的數(shù)量;②使分配給過去每一個(gè)樣值的加權(quán)系數(shù)是可調(diào)的。自適應(yīng)預(yù)測也有前饋型和反饋型兩種。圖3－31給出了反饋型(后向型)兼有自適應(yīng)量化與自適應(yīng)預(yù)測的ADPCM原理框圖。后向型自適應(yīng)預(yù)測系數(shù)a(n)是從重建后的信號(hào)s′(n)中估算出來的。圖3－31兼有預(yù)測、量化自適應(yīng)的ADPCM原理方框圖(后向型)

(a)編碼;(b)譯碼 3.6子帶編碼(SBC)3.6.1基本概念在子帶編碼(SBC,SubBandCoding)中,用一組帶通濾波器將語音頻帶分割為幾個(gè)不同的頻帶分量,稱為子帶,然后利用語音信號(hào)在整個(gè)頻帶內(nèi)分布的不均勻性,對每個(gè)子帶分別利用APCM進(jìn)行編碼。這類編碼方式也稱為頻域編碼。即自適應(yīng)脈沖編碼調(diào)制,不同子帶采用不同的編碼比特?cái)?shù)。子帶編碼方法在信號(hào)分解的過程中去除了信號(hào)的冗余度,得到了一組互不相關(guān)的信號(hào)。這同DPCM方式的機(jī)理雖然不同,但從去除冗余度的角度來說這兩者又是相似的。子帶編碼原理框圖如圖3－32所示。圖3－32子帶編碼原理方框圖3.6.2子帶帶寬在子帶編碼器的設(shè)計(jì)中,必須考慮子帶數(shù)目、子帶劃分、編碼的參數(shù)、子帶中比特的分配、每樣值編碼比特等主要參數(shù)。各子帶的帶寬也應(yīng)考慮到各頻段對主觀聽覺貢獻(xiàn)相等的原則做合理的分配。在子帶編碼中,各子帶的帶寬ΔBk可以相同,也可以不同。前者稱為等帶寬子帶編碼,后者稱為變帶寬子帶編碼。等帶寬子帶編碼的優(yōu)點(diǎn)是易于用硬件實(shí)現(xiàn),也便于進(jìn)行理論分析。在這種情況下帶寬ΔBk=ΔB=B/m,式中,k=1,2,3,…,m。m是子帶總數(shù);B是編碼信號(hào)總的帶寬。 3.7參量編碼技術(shù)3.7.1參量編碼參量編碼的原理和設(shè)計(jì)思想與波形編碼完全不同。波形編碼的基本思路是忠實(shí)地再現(xiàn)語音的時(shí)域波形,為了降低比特率,可充分利用抽樣點(diǎn)之間的信息冗余性對差值信號(hào)進(jìn)行編碼,在不影響語音質(zhì)量的前提下,比特率可以降至32kb/s。參量編碼是直接提取語音信號(hào)中的一些特征參量,并對其進(jìn)行編碼的一種編碼方式。其基本原理是由語音產(chǎn)生的條件建立語音信號(hào)產(chǎn)生的模型,然后提取語音信息中的主要參量,經(jīng)編碼發(fā)送到接收端。從對語音信號(hào)的分析可知,音素分為兩類:伴有聲帶振動(dòng)的音稱為濁音;聲帶不振動(dòng)的音稱為清音。濁音又稱為聲音,語音發(fā)聲時(shí)聲帶在氣流的作用下激勵(lì)起準(zhǔn)周期的聲波,這一準(zhǔn)周期音稱為基音,其基音周期為4～18ms,相當(dāng)于基音頻率在50～250Hz范圍內(nèi)。清音又稱無聲音。清音中不含具有周期或準(zhǔn)周期特性的基音及其諧波成分。語音信號(hào)產(chǎn)生的模型如圖3－33所示。圖3－33語音信號(hào)產(chǎn)生模型3.7.2線性預(yù)測編碼(LPC)線性預(yù)測編碼(LPC,LinearPredictionCoding)是先進(jìn)行線性預(yù)測,然后再進(jìn)行編碼。線性預(yù)測是指一個(gè)語音抽樣值可用該樣值以前若干語音抽樣值的線性組合來逼近。在發(fā)送端,原始語音輸入A/D變換器,以8kHz速率抽樣并變換成數(shù)字化語音。然后以每180個(gè)樣值為一幀(幀周期22.5ms),以幀為處理單元逐幀進(jìn)行線性預(yù)測系數(shù)分析,并作相應(yīng)的清／濁音判決和基音提取,最后把這些參量進(jìn)行量化、編碼,并送入信道傳送。線性預(yù)測編譯碼原理方框圖如圖3－34所示。圖3－34

LPC編譯碼方框圖*3.8語音壓縮編碼技術(shù)

1.矢量量化編碼(VQ)前面介紹的量化是對每個(gè)抽樣值單獨(dú)進(jìn)行量化,也稱為標(biāo)量量化。而矢量量化是把信號(hào)序列中的每K個(gè)樣值作為一組,形成Rk空間中的一個(gè)K維矢量,再對此矢量進(jìn)行量化。矢量量化編碼的基本原理是將信源s的K個(gè)相關(guān)聯(lián)的值(如時(shí)間相鄰的幾個(gè)幅度值,變換域中的一組參數(shù))構(gòu)成一個(gè)K維矢量。

2.參量編碼和聲碼器根據(jù)語音產(chǎn)生的整個(gè)過程,可分為兩個(gè)步驟建立模型。第一步為激勵(lì),通過振動(dòng)產(chǎn)生周期性的有聲音或由湍流產(chǎn)生無聲音;第二步為響應(yīng),諧振器產(chǎn)生不同的頻率響應(yīng),由線性時(shí)變?yōu)V波器來模擬。

3.具有長期預(yù)測的規(guī)則碼激勵(lì)(RPE－LTP)的LPC編解碼器上述LPC編解碼能夠在保證一定可懂度的情況下使數(shù)碼率降低到2.4～4.8kb/s,但也存在以下缺點(diǎn):損失了語音的自然度,減少了抗干擾的能力,頻譜包絡(luò)的估值可產(chǎn)生很大的失真。目前,GSM系統(tǒng)就是采用RPE－LTP的線性預(yù)測編碼方式。其在13kb/s碼上得到相當(dāng)好的語音編碼質(zhì)量,同時(shí)抗誤碼性能也較好。在不加任何糾錯(cuò)措施的情況下,對于10-3的誤碼率,編解碼質(zhì)量基本不下降;加糾錯(cuò)措施后,總比特率為22.8kb/s,在誤碼率為10-1的情況下,語音質(zhì)量下降不多。

4.線性預(yù)測編碼

1)碼激勵(lì)線性預(yù)測編碼(CELP)圖3－35所示為CELP原理方框圖。由于它只傳送碼字序號(hào)而不傳送樣值序列,因而可以大大壓縮數(shù)碼率。這就是CELP可以進(jìn)行低碼率編碼的基本原理。圖3－36為CELP編解碼器的方框圖。編碼器在碼本中根據(jù)某些主觀的差錯(cuò)判據(jù)去搜尋最佳碼字(矢量)Ck。圖3－35

CELP原理方框圖圖3－36

CELP編解碼器的方框圖

2)美國IS－54標(biāo)準(zhǔn)的VSELP

VSELP是CELP中的一種。它采用的碼本為事先確定好的結(jié)構(gòu),從而避免了全搜索過程,大大減小了尋找最佳碼字的時(shí)間。美國IS－54選用的VSELP編碼方案由于采用了矢量和激勵(lì)的方法,并將碼本矢量分解成基矢量疊加的方法,不僅使運(yùn)算量下降,而且抗誤碼性能也得到了提高。第4章多路復(fù)用與數(shù)字復(fù)接4.1頻分多路復(fù)用(FDM)4.2正交頻分復(fù)用(OFDM)4.3時(shí)分多路復(fù)用(TDM)4.4波分多路復(fù)用(WDM)4.5碼分多路復(fù)用(CDM)4.6多址通信技術(shù)4.1頻分多路復(fù)用（FDM）

4.1.1直接法FDM當(dāng)復(fù)用的路數(shù)不是很大時(shí)可用直接法實(shí)現(xiàn)FDM。頻分多路復(fù)用是指將多路信號(hào)按頻率的不同進(jìn)行復(fù)接并傳輸?shù)姆椒?。在頻分多路復(fù)用中，信道的帶寬被分成若干個(gè)相互不重疊的頻段，每路信號(hào)占用其中一個(gè)頻段，因而在接收端可采用適當(dāng)?shù)膸V波器將多路信號(hào)分開，從而恢復(fù)出所需要的原始信號(hào)，這個(gè)過程就是多路信號(hào)復(fù)接和分接的過程。

圖4-1(a)是頻分多路復(fù)用的系統(tǒng)原理框圖。設(shè)有N路相似的消息信號(hào)f1(t)，f2(t)，…，fN(t)，各消息的頻譜范圍為Wm。由系統(tǒng)框圖可見，在系統(tǒng)的輸入端，首先要將各消息復(fù)接，各路輸入信號(hào)先通過低通濾波器(LPF),以消除信號(hào)中的高頻成分，使之變?yōu)閹扌盘?hào)。然后將這一帶限信號(hào)分別對不同頻率的載波進(jìn)行調(diào)制，N路載波ωc1，ωc2，…，ωcN，稱為副載波。若輸入信號(hào)是模擬信號(hào)，則調(diào)制方式可以是DSB-SC、AM、SSB、VSB或FM，其中SSB方式頻帶利用率最高，若輸入信號(hào)是數(shù)字信號(hào)，則調(diào)制方式可以是ASK、FSK、PSK等各種數(shù)字調(diào)制。圖4－1直接法FDM系統(tǒng)的原理圖及頻譜圖(a)系統(tǒng)原理框圖；(b)頻譜圖在某些信道中，總信號(hào)fs(t)可以直接在信道中傳輸，這時(shí)所需的最小帶寬為WSSB=NWm+(N-1)Wg=Wm+(N-１)Ws在無線信道中，如采用微波頻分復(fù)用線路，總信號(hào)fs(t)還必須經(jīng)過二次調(diào)制，這時(shí)所使用的主載波ωa要比副載波ωcN高得多。最后，系統(tǒng)把載波為ωa的已調(diào)波信號(hào)送入信道發(fā)送出去。主載波調(diào)制器MOD可以采用任意調(diào)制方式，視系統(tǒng)的具體情況而定，通常采用調(diào)頻(FM)方式。在接收端，基本處理過程恰好相反。如果總信號(hào)是通過特定信道無主載波調(diào)制的，則直接經(jīng)各路帶通濾波器BPF濾出相應(yīng)的支路信號(hào)，然后通過副載波解調(diào)，送低通濾波器得到各路原始消息信號(hào)；如果總信號(hào)是經(jīng)過主載波調(diào)制后送到信道的，則先要用主解調(diào)器DEM把包括各路信號(hào)在內(nèi)的總信號(hào)從載波ωa上解調(diào)下來，然后就像上述無主載波調(diào)制信號(hào)一樣將總信號(hào)送入各路帶通濾波器，完成原始信號(hào)的恢復(fù)。頻分多路復(fù)用就是利用各路信號(hào)在頻域上互不重疊來區(qū)分的，復(fù)用路數(shù)的多少主要取決于允許的帶寬和費(fèi)用，傳輸?shù)穆窋?shù)越多，則信號(hào)傳輸?shù)挠行栽礁?。頻分復(fù)用的優(yōu)點(diǎn)是復(fù)用路數(shù)多，分路方便；多路信號(hào)可同時(shí)在信道中傳輸，節(jié)省功率，當(dāng)N路話音信號(hào)進(jìn)行復(fù)用時(shí)，總功率不是單個(gè)消息所需功率的N倍，而是倍。頻分復(fù)用多用于模擬通信系統(tǒng)中，特別是在有線和微波通信系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛。頻分復(fù)用的缺點(diǎn)是設(shè)備龐大、復(fù)雜，路間不可避免地會(huì)出現(xiàn)干擾，這是由系統(tǒng)中非線性因素引起的。4.1.2復(fù)級(jí)法FDM當(dāng)復(fù)用路數(shù)很大時(shí)，可以采用復(fù)級(jí)法實(shí)現(xiàn)FDM，通常利用多級(jí)調(diào)制產(chǎn)生合成信號(hào)fs(t)?？紤]兩級(jí)調(diào)制，若將N個(gè)信號(hào)分成m個(gè)組，每組由n路單邊帶信號(hào)組成，每路調(diào)制在一個(gè)副載波上，則各組的副載波應(yīng)當(dāng)相同，顯然，這時(shí)選擇的mn≥N。具有相同頻譜寬度的m個(gè)已調(diào)信號(hào)再進(jìn)行第二次單邊帶調(diào)制，所用的m個(gè)主載波為ωa1,ωa2,,ωam

，這些載波間隔應(yīng)大于nWm。最后將m組單邊帶信號(hào)合成為總信號(hào)fs(t)送入信道傳輸。復(fù)級(jí)法FDM的系統(tǒng)原理框圖及頻譜圖如圖4-2(a)、(b)所示。

圖4-2復(fù)級(jí)法FDM的系統(tǒng)原理框圖及頻譜圖(a)系統(tǒng)原理框圖；

(b)頻譜圖

將直接法和復(fù)接法進(jìn)行比較可知，兩者最大容量均為N=mn，但所用的載波數(shù)不同，直接法所用的載波數(shù)為mn，而復(fù)接法為(m+n)，故可節(jié)約載波數(shù)為(mn-m-n)。在兩級(jí)復(fù)用系統(tǒng)中，復(fù)級(jí)法需要(mn+m)個(gè)調(diào)制器，而直接法需要mn個(gè)，兩級(jí)復(fù)用比單級(jí)多用m個(gè)調(diào)制器。實(shí)際的多路載波電話系統(tǒng)采用多級(jí)調(diào)制、分層結(jié)構(gòu)形式，圖4-3給出了實(shí)際系統(tǒng)的框圖和頻譜結(jié)構(gòu)圖。圖4-3多路載波電話系統(tǒng)的組成及頻譜結(jié)構(gòu)圖(a)多路載波電話系統(tǒng)原理框圖；(b)話音信號(hào)基帶頻譜圖；(c)基群信號(hào)的頻譜配置；

(d)超群信號(hào)的頻譜配置

圖4-3多路載波電話系統(tǒng)的組成及頻譜結(jié)構(gòu)圖(a)多路載波電話系統(tǒng)原理框圖；(b)話音信號(hào)基帶頻譜圖；(c)基群信號(hào)的頻譜配置；

(d)超群信號(hào)的頻譜配置

圖4-3多路載波電話系統(tǒng)的組成及頻譜結(jié)構(gòu)圖(a)多路載波電話系統(tǒng)原理框圖；(b)話音信號(hào)基帶頻譜圖；(c)基群信號(hào)的頻譜配置；

(d)超群信號(hào)的頻譜配置

由此可見，第一次復(fù)用是將12路話音信號(hào)合成為一個(gè)基群；第二次調(diào)制是將５個(gè)基群復(fù)用為一個(gè)超群，共60路電話；第三次再將10路超群復(fù)用為一個(gè)主群，共600路電話。如果需要更多的電話，可以將多個(gè)主群再進(jìn)行復(fù)用，組成超主群或者巨群。每路電話信號(hào)的頻率范圍應(yīng)在300～3400Hz，為了在各路已調(diào)信號(hào)間留有保護(hù)間隔，每路電話信號(hào)取4000Hz作為標(biāo)準(zhǔn)帶寬。圖4－3(a)是多路載波電話系統(tǒng)原理框圖；4－3(b)是話音信號(hào)基帶頻譜。一個(gè)超群由5個(gè)基群復(fù)用而成，共60路電話，調(diào)制時(shí)所有主載波為fam=372+48m，m=1，2，…，5。同樣選用單邊帶下邊帶調(diào)制，經(jīng)濾波后復(fù)接成一個(gè)超群，頻率范圍為312～552kHz，共240kHz帶寬。若采用單邊帶上邊帶調(diào)制，則頻率范圍為60～300kHz。一個(gè)主群由10個(gè)超群復(fù)用而成，共600路電話。主群頻率配置方式共有兩種標(biāo)準(zhǔn)，L600和U600，其頻譜配置如圖5-4所示。L600的頻率為60～2788kHz，U600的頻率范圍為564～3084kHz。圖4-4主群頻譜配置圖(a)L600主群頻譜配置圖；

(b)U600主群頻譜配置圖

調(diào)頻立體聲廣播系統(tǒng)就是一個(gè)典型的采用FDM方式實(shí)現(xiàn)立體聲廣播的例子，其發(fā)送端原理框圖如圖5-5（a）所示。假設(shè)m1(t)、m2(t)為帶寬相同的左右兩路聲道基帶信號(hào)，其頻譜結(jié)構(gòu)如圖5－5(b)所示，系統(tǒng)以19kHz的單頻信號(hào)作為導(dǎo)頻插入發(fā)射信號(hào)之中，以便于在接收端提取相干載波和立體聲指示，調(diào)頻立體聲廣播系統(tǒng)占用頻段為88～108MHz。在調(diào)頻之前，首先采用抑制載波雙邊帶調(diào)制將左右兩個(gè)聲道信號(hào)之差［m1(t)－m2(t)(t)］與左右兩個(gè)聲道信號(hào)之和［m1(t)＋m2(t)

］實(shí)行頻分復(fù)用。復(fù)用后的