零電壓開關(guān)三電平Buck

零電壓開關(guān)三電平Buck-Boost雙向變換器孫孝峰;袁野;王寶誠;李昕;潘堯【摘要】針對非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器,提出一種零電壓開通(ZVS)實現(xiàn)方案?該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使非隔離型三電平Buck-Boost變換器的所有開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS,提高變換器的效率?此外，利用異相控制、電感電流倍頻降低電感的體積,提高功率密度?首先對實現(xiàn)ZVS的工作過程進行分析，并且分析反向電流IR對軟開關(guān)的影響;然后推導(dǎo)出死區(qū)時間和開關(guān)頻率表達式;最后搭建實驗樣機，通過Buck模式和Boost模式的實驗來驗證該方案的正確性和有效性.％Acontrolschemeofachievingzero-voltage-switching(ZVS)forthenon-isolatedthree-levelBuck-Boostbidirectionalconverterisproposedisthepaper.AllswitchescanachieveZVSinthewholeloadrangewithoutadditionalcircuitry,therebyimprovingthepowerconversionefficiency.Furthermore,thisschemeutilizesanout-phasecontrol,whichcandoubletheinductorcurrentfrequency,decreasetheinductorvolumegreatlyandimprovepowerdensity.Firstly,theoperationprincipleofZVSisanalyzed.Secondly,theinfluenceofthereversecurrentIRonsoft-switchingduringthedead-timeintervalisexplained.Then,theexpressionsofdead-timeandswitchingfrequencyarederived.Finally,anexperimentprototypeisbuiltandtestedinbothBuckmodeandBoostmodetoverifythecorrectnessandeffectivenessoftheproposedscheme.期刊名稱】《電工技術(shù)學(xué)報》年(卷),期】2018(033)002【總頁數(shù)】8頁（P293-300）【關(guān)鍵詞】雙向變換器;零電壓開關(guān);電感電流倍頻;反向電流【作者】孫孝峰;袁野;王寶誠;李昕;潘堯【作者單位】電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學(xué)）秦皇島066004【正文語種】中文【中圖分類】TM46隨著能源危機和環(huán)境污染的日益嚴(yán)重，混合電動汽車（HybridElectricVehicle,HEV）正在逐步取代化石燃料汽車［1,2］?；旌想妱悠噧?nèi)部的儲能單元（超級電容或蓄電池）需要雙向DC-DC變換器實現(xiàn)功率雙向傳輸［3,4］。在雙向DC-DC變換器中，非隔離型Buck-Boost雙向變換器因為具有結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高、成本低等優(yōu)點而備受青睞［5-8］。然而，在電動汽車這種高電壓、大功率應(yīng)用場合中需要選用耐壓高的開關(guān)管。開關(guān)管的導(dǎo)通阻抗和寄生電容隨耐壓值的升高而增大，影響變換器效率。文獻［9-12］提出一種非隔離型單向三電平Buck-Boost變換器，可降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，且為輸入電壓的一半。文獻［13,14］將非隔離型三電平Buck-Boost變換器中的續(xù)流二極管由MOSFET代替，可以實現(xiàn)功率雙向傳輸。三電平Buck-Boost變換器中開關(guān)損耗對變換器效率影響較大，因此需要實現(xiàn)軟開關(guān)來提高效率。對于非隔離型三電平變換器，需要添加輔助元件才能使開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)［15-18］文獻［15］是在三電平變換器中加入LCC諧振網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)開關(guān)管零電壓開通(Zero-VoltageSwitching,ZVS)。文獻［16,17］通過在交錯并聯(lián)回路中添加輔助電感來實現(xiàn)主開關(guān)管零電流開通(Zero-Current-Switching,ZCS)，二極管的反向恢復(fù)損耗近似為零。文獻［18］通過添加兩組諧振網(wǎng)絡(luò)使主開關(guān)管實現(xiàn)ZVS。其中，諧振網(wǎng)絡(luò)由輔助開關(guān)、諧振電感和諧振電容組成。以上方法均需添加輔助元件才能使開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)，增加了變換器結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，降低了功率密度。本文針對非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器，提出一種ZVS實現(xiàn)方案。該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使所有開關(guān)管在全負載范圍內(nèi)均實現(xiàn)ZVS，并大大簡化電路的結(jié)構(gòu)，提高了變換器效率。利用異相控制實現(xiàn)電感電流脈動頻率倍頻，顯著地降低了電感元件體積。非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器原理如圖1a所示，其傳統(tǒng)控制工作模式如圖1b所示［10］。由圖1b可知，開關(guān)管S2和S3可以實現(xiàn)ZVS，開關(guān)管S1和S4不能實現(xiàn)ZVS。究其原因，開關(guān)管S2關(guān)斷時，電感電流正向流動，不能為S1的寄生電容放電，漏源電壓vds1不能降為0,同理vds4也不能降為0。因此，需要控制電感電流，使其過零且為負，為S1和S4的寄生電容放電，使漏源電壓vds1和vds4降為0，S1和S4就能實現(xiàn)ZVS。Buck模式與Boost模式的工作過程類似。根據(jù)占空比可劃分為d>0.5和dv0.5兩種情況［10］。以Buck模式、dv0.5為例，對非隔離型三電平Buck-Boost變換器軟開關(guān)實現(xiàn)過程進行分析，ZVS變換器波形如圖2所示，共分為12個階段。階段1［t0,t1］:t0時刻，開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo,電感電流iL線性上升，持續(xù)時間Ton，此時開關(guān)管S2和S4的漏源電壓vds2和vds4均為0.5Vin。階段2[t1,t2]:t1時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S3繼續(xù)導(dǎo)通，進入死區(qū)，在此階段電感電流達到峰值Is。此時電感L與開關(guān)管S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發(fā)生諧振，寄生電容Cs1充電、Cs2放電。當(dāng)開關(guān)管S2的寄生電容Cs2兩端的電壓vds2降為0時，反并聯(lián)二極管VD2導(dǎo)通，S2具備ZVS條件。由于諧振電流初值Is非常大，諧振時間非常短，忽略電感電流的細微變化，認為Is為電感電流的最大值。階段3[t2,t3]:t2時刻，開關(guān)管S2開通，S3繼續(xù)導(dǎo)通，此時進入電感電流續(xù)流階段。電感兩端的電壓為-Vo,電感電流iL線性下降，持續(xù)時間Toff到達t3時刻電感電流iL減小至0。階段4[t3,t4]:開關(guān)管S2、S3繼續(xù)導(dǎo)通，電流反向流經(jīng)S2和S3，經(jīng)過時間TR。t4時刻，電感電流iL減小至IR。階段5[t4,⑹：t4時刻，開關(guān)管S3關(guān)斷，進入死區(qū)，此段時間為Tdt。電感L與開關(guān)管S3、S4上的寄生電容Cs3、Cs4發(fā)生諧振，電容Cs3充電、Cs4放電。到t5時刻，電感電流下降至最小值Imin。當(dāng)電容Cs4兩端電壓vds4減小為0時，反并聯(lián)二極管VD4導(dǎo)通，S4具備ZVS條件。階段6[t6,t7]:t6時刻，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管VD4°t7時刻，電感電流iL反向過零。在階段6中，開通S4均可實現(xiàn)ZVS。階段7[t7,t8]:開關(guān)管S4開通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo，電感電流線性增加。在此階段，電感電流iL再次達到峰值Is。階段8[t8,t9]:t8時刻，S4關(guān)斷，S2繼續(xù)導(dǎo)通，進入死區(qū)。此時電感L與開關(guān)S3、S4兩端的寄生電容Cs3、Cs4發(fā)生諧振，Cs4充電、Cs3放電。當(dāng)S3的寄生電容Cs3兩端電壓vds3降為0時，反并聯(lián)二極管VD3導(dǎo)通，S3具備ZVS條件。階段9[t9,t10]:t9時刻，S3零電壓開通，S2繼續(xù)導(dǎo)通。變換器再次進入續(xù)流階段，電感電流iL下降。到達t10時刻，iL減小至0。階段10[t10,t11]:S2、S3繼續(xù)導(dǎo)通，此時電流反向流經(jīng)S2和S3，經(jīng)過時間TR，電感電流到達IR。階段11[t11,t13]:t11時刻，S2關(guān)斷，進入死區(qū)。此時電感L與開關(guān)S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發(fā)生諧振，Cs2充電、Cs1放電°t12時刻，電感電流下降至最小值Imin。到達t13時刻，S1寄生電容Cs1兩端的電壓vds1降為0，反并聯(lián)二極管VD1導(dǎo)通，S1具備ZVS條件。階段12[t13,t14]:t13時刻，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管VD1°t14時刻，電感電流iL反向過零。在此階段，開通S1均可實現(xiàn)ZVS，之后循環(huán)至階段1。Boost模式工作模式類似，在此不再贅述。圖2中，諧振過程都是發(fā)生在死區(qū)時間內(nèi)。階段2和階段8中，諧振起始電流為電流峰值Is，諧振時間短，開關(guān)管S2和S3易實現(xiàn)ZVS。在階段5和階段11中，需要足夠的反向電流IR（諧振起始電流），才能將開關(guān)管S1和S4寄生電容中儲存的電荷qC抽光。因此，需要分析死區(qū)時間內(nèi)，反向電流IR的幅值對軟開關(guān)的影響，反向電流波形如圖3所示。根據(jù)反向電流IR幅值的不同，可分為三種情況:（1）反向電流IR的幅值小于臨界值，諧振初始電流不足，開關(guān)管S1和S4的寄生電容儲存的電荷qC不能被抽光，開關(guān)管S1和S4兩端漏源電壓vds1和vds4不能降為0,開關(guān)管S1、S4不能實現(xiàn)ZVS，如圖3a所示。（2）臨界情況下，當(dāng)電感電流反向過零時，開關(guān)管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4恰好降為0，S1和S4實現(xiàn)臨界ZVS，如圖3b所示。在臨界情況下沒有階段6和階段12。（3）反向電流IR大于臨界值，開關(guān)管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4降為0后，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管，此段時間為TRV如圖3c所示。值得注意的是，S1和S4必須在階段6內(nèi)開通，否則電感電流反向過零后會給S1和S4的寄生電容反向充電，仍會產(chǎn)生開關(guān)損耗。由以上分析可知，控制反向電流IR是實現(xiàn)所有開關(guān)管ZVS的關(guān)鍵。討論臨界情況下的反向電流IR，由圖2可得式中，Toff為電感電流從峰值減小至0的時間（階段3和9）;TR為電感電流iL電流從0減小至-IR的時間（階段4和10）;Is為電感電流峰值，表示為式中，TL為電感電流脈動周期。由階段2可知，發(fā)生第一次諧振時，諧振初始電流較大，諧振時間較短，故可忽略不計。則有式中，Tdt為死區(qū)時間。將式（2）~式（4）代入式（1）中，可得臨界反向電流IR為式中，fL為電感電流脈動頻率。由圖1b可知，開關(guān)的驅(qū)動信號vgsl與vgs2互補導(dǎo)通，vgs3與vgs4互補導(dǎo)通，vgsl與vgs4之間異相控制，vgsl超前于vgs4180°,驅(qū)動信號出現(xiàn)疊加，電感電流iL在一個開關(guān)周期內(nèi)脈動兩次，極大地降低了電感元件體積。由以上分析可知，電感電流脈動頻率fL為開關(guān)頻率fsw的兩倍，則反向電流表達式為根據(jù)式（6）可知，在輸入電壓、輸出電壓和占空比確定的情況下，通過調(diào)節(jié)死區(qū)時間Tdt和開關(guān)頻率fsw可以改變反向諧振電流IR幅值，進而使開關(guān)管S1和S4實現(xiàn)ZVS。因此，需要分析死區(qū)時間特性和頻率特性對軟開關(guān)特性的影響。由圖3b可知臨界反向電流IR和電流最小值Imin的表達式分別為根據(jù)式（7）和式（8）可以求出T1、T2分別為將式（9）和式（10）代入Tdt二T1+T2，得到死區(qū)時間Tdt為反向電流IR的幅值越大，諧振所需要的時間越短。死區(qū)時間與輸出電壓的關(guān)系如圖4所示。根據(jù)圖4可知，電感值越大時，諧振所需的死區(qū)時間越長，反之亦然由圖2可知，電感電流峰峰值DIL為電流平均值Iave為式中，Imin為電感電流最小值。聯(lián)立式（12）和式（13）得臨界開關(guān)頻率fsw為根據(jù)式（14），可以得到開關(guān)頻率fsw與輸出電壓Uo、電感電流平均值lave的關(guān)系，如圖5所示。根據(jù)圖5可知，電感值增加，開關(guān)頻率fsw降低，反之亦然。根據(jù)式（6）可知，頻率減小時，反向諧振電流幅值會增大，開關(guān)管S1和S4易實現(xiàn)ZVS。變換器工作在臨界情況不易掌控，需要使開關(guān)頻率略小于臨界頻率，即可保證所有開關(guān)管實現(xiàn)ZVS。根據(jù)1.1節(jié)和1.2節(jié)對軟開關(guān)實現(xiàn)過程的分析可知，需要提供足夠的反向電流IR（諧振起始電流）才能使開關(guān)管S1和S4漏源電壓vds降為0,實現(xiàn)ZVS。由式（6）可知，調(diào)節(jié)開關(guān)頻率fsw和死區(qū)時間Tdt可以改變反向電流IR的幅值，為諧振提供充足的起始電流。在2.1節(jié)中給出了死區(qū)時間和頻率的表達式，根據(jù)實際負載情況，利用式（11）和式（14）可計算出反向電流IR所對應(yīng)的頻率fsw和死區(qū)時間Tdt。因此，通過該控制方案建立占空比調(diào)節(jié)器及頻率、死區(qū)時間計算器，如圖6所示。占空比調(diào)節(jié)器由電壓閉環(huán)組成，利用閉環(huán)控制調(diào)節(jié)占空比，并將占空比信號送至頻率計算器和PWM信號發(fā)生器中。通過對輸入、輸出電壓及電感電流進行采樣，將采樣信號及占空比信號送至頻率、死區(qū)時間計算器中，利用式（11）和式（14）計算死區(qū)時間Tdt和頻率fsw。然后，將開關(guān)頻率fsw、死區(qū)時間Tdt與占空比信號d—同傳遞到DSP中的PWM信號發(fā)生器。最后利用DSP內(nèi)部移相模塊，將驅(qū)動信號vgs1和vgs4移相180°。為保證軟開關(guān)實現(xiàn)的可靠性，選擇開關(guān)頻率時，略低于計算頻率（不超過5%）。構(gòu)建實驗平臺驗證所提方案的正確性。實驗平臺參數(shù)如下：電感為16.65mH，分壓電容為470mH（200V）,MOSFET的型號為IR公司的IRFP4668。實驗分為Buck模式滿載、輕載實驗和Boost模式滿載、輕載實驗兩大類。在Buck模式下，輸入電壓200V,輸出電壓48V,滿載輸出電流7.5A。圖7a和圖7b分別為滿載時，開關(guān)管S1與S4的實驗波形，開關(guān)頻率fsw=40kHz。圖7中vgs為開關(guān)管驅(qū)動電壓，vds為開關(guān)管漏源電壓，開關(guān)管S1和S4的漏源電壓vdsl、vds4均為100V,電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)脈動兩次，且均實現(xiàn)ZVS。圖7c和圖7d分別為輕載時，開關(guān)管S1和S4的實驗波形，開關(guān)頻率fsw=120kHz。由圖7c和圖7d可知，開關(guān)管S1和S4電壓應(yīng)力減半，電感電流倍頻，且均實現(xiàn)ZVS。在Boost模式下，輸入電壓60V，輸出電壓200V，滿載輸出電流1.8A。圖8a和圖8b分別為滿載時，開關(guān)管S2和S3的實驗波形，此時開關(guān)頻率fsw=46kHz。由圖8可知，vds3、vds4均為100V，電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)脈動兩次，且均實現(xiàn)ZVS。圖8c和圖8d分別為輕載時，開關(guān)管S2和S3的實驗波形，開關(guān)頻率fsw=130kHz。由圖可知，開關(guān)電壓應(yīng)力減半，電感電流倍頻，并實現(xiàn)ZVS。圖9為本文所提方案與傳統(tǒng)控制方案的效率對比。采用本文所提控制方案，Buck模式和Boost模式的最大效率分別為97.5%和96.9%，滿載效率分別為95.7%和95.8%。由圖9可知，本文所提ZVS實現(xiàn)方案能有效的提高變換器效率。針對非隔離型三電平Buck-Boost變換器，提出一種ZVS實現(xiàn)方案。通過分析反向電流對ZVS的影響，推導(dǎo)出頻率和死區(qū)時間表達式。不添加任何輔助元件，在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)所有開關(guān)管ZVS，提高變換器效率。利用異相控制，實現(xiàn)了電感電流倍頻，降低了電感體積，并提高了功率密度。孫孝峰男，1970年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為變流器拓撲及控制、新能源并網(wǎng)和電能質(zhì)量控制。E-mail:.cn （通信作者）袁野男，1991年生，碩士研究生，研究方向為直流變換器。E-mail:相關(guān)文獻】胡騰，許烈，李永東,等.混合電動汽車多電平車載變換器的研究[幾電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(14):261-268.HuTeng,XuLie,LiYongdong,etal.ResearchofmultilevelconvertersonHEV[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(14):261-268.汪泉弟，安宗裕,鄭亞利，等.電動汽車開關(guān)電源電磁兼容優(yōu)化設(shè)計方法[J].電工技術(shù)學(xué)報，2014,29(9):225-231.WangQuandi,AnZongyu,ZhengYali,etal.Electromagneticcompatibilityoptimizationdesignforswitchingpowerswitchingpowersupplyusedinelectricvehicle[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2014,29(9):225-231.肖旭,張方華，鄭愫?移相+PWM控制器Boost半橋雙向DC-DC變換器軟開關(guān)過程分析[J].電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(16):17-25.XiaoXu,ZhangFanghua,ZhengSu.TheAnalysisofsoft-switchingofthefhaseshift+PWMcontroldualBoosthalf-bridgebidirectionalDC-DCconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(16):17-25.楊玉崗，鄒雨霏,代少杰，等?DCM模式下交錯并聯(lián)磁集成雙向DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)性能分析[J].電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(11):60-70.YangYugang,ZouYufei,DaiShaojie,etal.SteadystateperformanceanalysisoftheinterleavingandmagneticallyintegratedbidirectionalDC/DCconverterunderDCMmode[J].TransactionsofChinaElec-trotechnicalSociety,2015,30(11):60-70.GarciaOscar,ZumelPabio,CastroAngelde,etal.AutomotiveDC-DCbidirectionalconvertermadewithmanyinterleavedBuckstages[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2006,21(3):578-586.ZhangJunhong,LaiJih-Sheng,KimRae-Young,etal.High-powerdensitydesignofasoft-switchinghigh-powerbidirectionalDC-DCconverter[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2007,22(4):1145-1153.CamaraMamadouBaTIo,GualousHamid,GustinFrederic,etal.DC/DCconverterdesignforsuper-capacitorandbatterypowermanagementinhybridvehicleapplications-polynomialcontrolstrategy[J].IEEETransactiononIndustrialElectronics,2010,57(2):587-597.YuWensong,QianHao,LaiJih-Sheng.Designofhigh-efficiencybidirectionalDCDCconverterandhigh-precisionefficiencymeasurement[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2010,25(3):650-658.ZhangMichaelT,JiangYimin,LeeFredC,etal.Single-phasethree-levelBoostpowerfactorcorrectionconverter[C]//IEEEAppliedPowerElectronicsCon-ferenceandExposition,Dallas,TX,1995:434-439.薛雅麗，李斌，阮新波.Buck三電平變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2003,18(3):29-35.XueYali,LiBin,RuanXinbo.Buckthree-levelconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2003,18(3):29-35.阮新波，危健，薛雅麗?非隔離三電平變換器中分壓電容均壓的一種方法J].中國電機工程學(xué)報,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,WeiJian,XueYali.Amethodtobalancethevoltageofthedividedcapacitorsinnon-isolatedthree-levelconverters[J].ProceedingsoftheCSEE,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,LiBin,ChenQianhong,etal.Funda-mentalconsiderationsofthree-levelDC-DCconverter:topologies,analyses,andcontrol[J].IEEETransactiononCircuitsandSystems,2008,55(11):3733-3743.GrbovicPetarJ,DelaruePhilipe,MoignePh