模擬電子技術(shù)（第四版）課件：波形發(fā)生電路

波形發(fā)生電路7.1正弦波振蕩電路

7.2非正弦信號發(fā)生器

7.3集成函數(shù)發(fā)生器8038簡介*7.4壓控振蕩器本章小結(jié)

習題

7.1正弦波振蕩電路

7.1.1正弦波振蕩電路的基礎(chǔ)知識

1.自激振蕩現(xiàn)象擴音系統(tǒng)在使用中有時會發(fā)出刺耳的嘯叫聲,其形成的過程如圖7.1所示。

圖

7.1自激振蕩現(xiàn)象

2．自激振蕩形成的條件

我們可以借助圖7.2所示的方框圖來分析正弦波振蕩形成的條件。在圖7.2所示的方框圖中,當開關(guān)打在端點“１”時,若放大電路的輸入信號為正弦信號,那么輸出信號為放大了的正弦信號,正反饋網(wǎng)絡(luò)把這個信號引回到輸入端,形成反饋信號,選擇適當?shù)膫鬏斚禂?shù)Ｆ,使 。此時,若把開關(guān)打在端點“２”,電路中沒有輸入信號,而有一定幅度、一定頻率的正弦波信號輸出,形成自激振蕩。

圖

7.2振蕩電路的方框圖

由此可見,自激振蕩形成的基本條件是反饋信號與輸入信號大小相等、相位相同,即 ,而,可得

這包含著兩層含義:（１）反饋信號與輸入信號大小相等,表示 ,即

稱為幅度平衡條件。

(7.1)(7.２)（２）反饋信號與輸入信號相位相同,表示輸入信號經(jīng)過放大電路產(chǎn)生的相移φA和反饋網(wǎng)絡(luò)的相移φF之和為0,2π,4π,…,2nπ,即

φA+φF=2nπ

(n=0,1,2,3,…)稱為相位平衡條件?？墒窃趯嶋H電路中并沒有開關(guān)和輸入信號,那么正弦波輸出信號是如何產(chǎn)生的呢？

（7.3）

３.正弦波振蕩的形成過程

放大電路在接通電源的瞬間,隨著電源電壓由零開始的突然增大,電路受到擾動,在放大器的輸入端產(chǎn)生一個微弱的擾動電壓ui,經(jīng)放大器放大、正反饋,再放大、再反饋……,如此反復(fù)循環(huán),輸出信號的幅度很快增加。這個擾動電壓包括從低頻到甚高頻的各種頻率的諧波成分。為了能得到我們所需要頻率的正弦波信號,必須增加選頻網(wǎng)絡(luò),只有在選頻網(wǎng)絡(luò)中心頻率上的信號能通過,其他頻率的信號被抑制,在輸出端就會得到如圖7.3的ab段所示的起振波形。圖7.3自激振蕩的起振波形那么,振蕩電路在起振以后,振蕩幅度會不會無休止地增長下去了呢？這就需要增加穩(wěn)幅環(huán)節(jié),當振蕩電路的輸出達到一定幅度后,穩(wěn)幅環(huán)節(jié)就會使輸出減小,維持一個相對穩(wěn)定的穩(wěn)幅振蕩,如圖7.3的bc段所示。也就是說,在振蕩建立的初期,必須使反饋信號大于原輸入信號,反饋信號一次比一次大,才能使振蕩幅度逐漸增大;當振蕩建立后,還必須使反饋信號等于原輸入信號,才能使建立的振蕩得以維持下去。

由上述分析可知,起振條件應(yīng)為

（7.4）

穩(wěn)幅后的幅度平衡條件為

４.振蕩電路的組成要形成振蕩,電路中必須包含以下組成部分:（1）放大器;（2）正反饋網(wǎng)絡(luò);（3）選頻網(wǎng)絡(luò);（4）

穩(wěn)幅環(huán)節(jié)。

5.振蕩電路的分析方法

（1）檢查電路是否具有振蕩電路的4個組成部分；（2）分析放大電路的靜態(tài)偏置是否能保證放大電路正常工作；（3）分析放大電路的交流通路是否能正常放大交流信號；（4）檢查電路是否滿足相位平衡條件和幅度平衡條件。根據(jù)選頻網(wǎng)絡(luò)組成元件的不同,正弦波振蕩電路通常分為ＲＣ振蕩電路、ＬＣ振蕩電路和石英晶體振蕩電路。

7.1.2

RC正弦波振蕩電路

1.RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的選頻特性

RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)由R2和C2并聯(lián)后與R1和C1串聯(lián)組成,如圖7.4所示。

圖

7.4RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)

在實際電路中，取C1=C2=C，R1=R2=R，

由數(shù)學(xué)推導(dǎo)得

（7.5）

將R1、C1的串聯(lián)阻抗用Z1表示，R2和C2的并聯(lián)阻抗用Z2表示，輸入電壓加在Z1與Z2串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的兩端，輸出電壓 從Z2兩端取出。將輸出電壓與輸入電壓之比作為RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)，記為，

那么

設(shè)輸入電壓為振幅恒定、頻率可調(diào)的正弦信號電壓。由式（7.5）可知：當ω＝0時，傳輸系數(shù)的模值F=0，相角φF=+90°；當ω=∞時，傳輸系數(shù)的模值F=0，相角φF=-90°；當ω=1/RC時，傳輸系數(shù)的模值F=1/3，且為最大，相角φF=0。由此可以看出：當ω由0趨于∞時，F(xiàn)的值先從0逐漸增加，然后又逐漸減少到0。其相角也從＋90°逐漸減少過0°至-90°，

如圖7.5所示。

圖7.5RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的頻率特性由以上分析可知：RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)只在

即

時，輸出幅度最大，而且輸出電壓與輸入電壓同相，即相位移為0°。所以，RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)具有選頻特性。

2.RC橋式振蕩電路

RC橋式振蕩電路如圖7.６所示圖

7.6RC橋式正弦波振蕩電路

集成運放的輸出電壓uo作為RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓，而將RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓作為放大器的輸入電壓。當f=f0時，RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的相位移為0°，即φF=0°，放大器是同相放大器，φA=0°，電路的總相位移φA+φF=0°，滿足相位平衡條件。而對于其他頻率的信號，RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的相位移不為0°，不滿足相位平衡條件。由于RC串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)在f=f0時的傳輸系數(shù)F＝1/3,因此要求放大器的總電壓增益Au應(yīng)大于3,這對于集成運放組成的同相放大器來說是很容易滿足的。由R1、Rf、V1、V2及R2構(gòu)成負反饋支路,它與集成運放形成了同相輸入比例運算放大器只要適當選擇Rf與R1的比值,就能實現(xiàn)Au>3的要求。其中,Ｖ1、Ｖ2和R2是實現(xiàn)自動穩(wěn)幅的限幅電路。Ｖ1、Ｖ2反向并聯(lián)再與電阻R２并聯(lián),然后串接在負反饋支路中,不論在振蕩的正半周或負半周,兩只二極管總有一只處于正向?qū)顟B(tài)。當振蕩幅度增大時,二極管正向?qū)娮铚p小,放大電路的增益下降,限制了輸出幅度的增大,起到了自動穩(wěn)幅的作用。由集成運算放大器構(gòu)成的RC橋式振蕩電路,具有性能穩(wěn)定、電路簡單等優(yōu)點。其振蕩頻率由RC串并聯(lián)正反饋選頻網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)決定,即

（7.6）

7.1.3LC振蕩電路

LC振蕩電路分為變壓器反饋式LC振蕩電路、電感反饋式LC振蕩電路、電容反饋式LC振蕩電路,用來產(chǎn)生幾兆赫茲以上的高頻信號。

1.變壓器反饋式LC振蕩電路

１）電路組成變壓器反饋式LC振蕩電路如圖7.7所示。

圖

7.7變壓器反饋式LC正弦波振蕩電路

由Rb1、Rb2、Re組成的偏置電路使三極管工作在放大狀態(tài)。集電極直流電源是通過線圈L1接入的,L2是反饋線圈,L3接負載電阻,C１是耦合電容,Ce是射極旁路電容。由圖可以看出,晶體管連接方式是共發(fā)射極電路,LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)作為選頻電路接在晶體管集電極回路中,反饋信號是通過變壓器線圈L1和L2間的互感耦合,由反饋網(wǎng)絡(luò)Ｌ２送到輸入端的。

２）振蕩條件（1）相位平衡條件。為了滿足相位平衡條件,變壓器初次級之間的同名端必須正確連接。如圖7.8所示,設(shè)某一瞬間基極對地信號電壓為正極性“+”,由于共射電路的倒相作用,集電極應(yīng)為負極性“-”,即φA=180°。電路振蕩時,f=f0,LC回路的諧振阻抗是純電阻性,由圖中L1及L2同名端可知,反饋信號與輸出電壓極性相反,即φF=180°。于是φA+φF=360°,保證了電路的正反饋,滿足振蕩的相位平衡條件。對頻率f≠f0的信號,LC回路的阻抗不是純阻抗,而是感性或容性阻抗。此時,LC回路對信號會產(chǎn)生附加相移,造成φF≠180°,那么φA+φF≠360°,不能滿足相位平衡條件,電路也不可能產(chǎn)生振蕩。由此可見,LC振蕩電路只有在f=f0這個頻率上,才有可能振蕩。（2）幅度條件。為了滿足幅度條件AF≥1,對晶體管的β值有一定要求。一般只要β值較大,就能滿足振幅平衡條件。反饋線圈匝數(shù)越多,耦合越強,電路越容易起振。

3）振蕩頻率

振蕩頻率可由LC并聯(lián)回路的固有諧振頻率f0來決定,即

（7.7）

4）電路優(yōu)缺點

(1)易起振,輸出電壓較大。由于采用變壓器耦合,易滿足阻抗匹配的要求。

(2)調(diào)頻方便。一般在LC回路中采用接入可變電容器的方法來實現(xiàn),調(diào)頻范圍較寬,工作頻率通常在幾兆赫左右。

(3)輸出波形不理想。由于反饋電壓取自電感兩端,它對高次諧波的阻抗大,反饋也強,因此在輸出波形中含有較多高次諧波成分。

2.三點式LC振蕩電路

1）電感三點式（1）電路組成與振蕩條件的分析。圖7.8（a）所示是電感三點式LC振蕩電路（也稱電感反饋式LC振蕩電路），又稱哈特萊振蕩電路。圖7.8中，電阻Rb1、Rb2、Re構(gòu)成直流偏置電路，它與三極管V組成的放大器為共射組態(tài)；LC并聯(lián)諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò)，電感L２作為反饋網(wǎng)絡(luò)，

將諧振電壓反饋回基極。Ce為（發(fā)）射極旁路電容；C1為隔直流電容，用以防止電源+UCC經(jīng)L2與基極接通。

圖7.8電感三點式LC振蕩電路(a)電路圖；

（b）

交流通路

相位條件：設(shè)基極瞬時極性為正，由于放大器的倒相作用，集電極電位為負，與基極相位相反，則電感的③端為負，②端為公共端，①端為正，各瞬時極性如圖7.8(a)所示。反饋電壓由①端引至三極管的基極，故為正反饋，滿足相位平衡條件。

由圖7.8（b）所示的交流通路可以看出，LC并聯(lián)諧振回路中的電感的三個端點分別接到晶體三極管的三個電極上，故稱電感三點式振蕩器。由此我們可以得出滿足相位平衡條件的三點式振蕩器的連接規(guī)律：與發(fā)射極相連的兩電抗元件性質(zhì)相同，集電極與基極間的電抗性質(zhì)則與之相反。今后，我們在判斷三點式振蕩器的相位平衡條件時，可以直接用此連接規(guī)律來判別。

幅度條件：從圖7.8可以看出反饋電壓是取自電感L2兩端，然后加到晶體管b、e間的。所以改變線圈抽頭的位置，

即改變L2的大小，就可調(diào)節(jié)反饋電壓的大小。當滿足的條件時，電路便可起振。

（2）

振蕩頻率

（7.8）

式中，L1+L2+2M為LC回路的總電感，M為L1與L2間的互感耦合系數(shù)。

（3）電路特點。由于L1和L2之間耦合很緊，故電路易起振，輸出幅度大；調(diào)頻方便，電容C若采用可變電容器，就能獲得較大的頻率調(diào)節(jié)范圍。但由于反饋電壓取自電感L2兩端，它對高次諧波的阻抗大，

反饋也強，

因此在輸出波形中含有較多高次諧波成分，

輸出波形不理想。

2）電容三點式（1）電路組成與振蕩條件的分析。電容三點式LC振蕩電路又稱為考畢茲振蕩電路，它也是應(yīng)用十分廣泛的一種正弦波振蕩電路。它的基本結(jié)構(gòu)和電感反饋式類似，只要將電感三點式電路中的電感L1、L2分別用電容C1、C2替代，而在電容C的位置接入電感L，就構(gòu)成電容三點式LC振蕩電路（也稱電容反饋式LC振蕩電路），如圖7.9（a）所示，其交流通路如圖7.9（b）所示。由圖可知，與發(fā)射極相連的兩電抗元件是性質(zhì)相同的電容，集電極與基極間的電抗元件是性質(zhì)與之相反的電感。故該電路滿足相位平衡條件。只要適當?shù)剡x擇C1、C2的數(shù)值，

并使放大器有足夠的放大量，

電路便可起振。

圖7.9電容三點式LC振蕩電路(a)電路圖;（b）

交流通路

（2）

振蕩頻率

（7.9）

其中

是諧振回路的總電容。

（3）電路優(yōu)缺點。容易起振,振蕩頻率高,可達100MHz以上；由于C2對高次諧波的阻抗小,反饋電壓中的諧波成分少,故振蕩波形較好。但調(diào)節(jié)頻率不方便。這是由于C1、C2的大小既與振蕩頻率有關(guān),也與反饋量有關(guān)，改變C1（或C2）時會影響反饋系數(shù),從而影響反饋電壓的大小。

因此，

該電路適用于波形要求較高而振蕩頻率固定的場合。

*3.串聯(lián)改進型電容反饋式LC振蕩電路串聯(lián)改進型電容反饋式LC振蕩電路又稱克拉潑振蕩電路,如圖7.10所示。

圖

7.10克拉潑振蕩電路

克拉潑振蕩電路的特點是在電感支路中接了電容C3,它的容量要比C1、C2小得多,因此回路中總電容主要由C3決定,振蕩頻率為

（7.10）

其中CΣ表示回路總電容

（7.１１）

當C3<<C1,C3<<C2時,CΣ≈C3。

由上式可知,調(diào)節(jié)C3,就可以改變振蕩頻率。由于C1、C2與振蕩頻率基本無關(guān),所以反饋系數(shù)和頻率互不影響,因此克拉潑電路較好地解決了一般電容反饋式（考比茲）電路中存在的反饋系數(shù)與頻率調(diào)節(jié)之間的矛盾。此外,克拉潑電路更大的優(yōu)點是提高了頻率穩(wěn)定度,振蕩頻率主要由C3決定,因此極間電容對振蕩頻率的影響可忽略不計。

7.1.4晶體振蕩電路

1．

石英晶體的諧振特性與等效電路

圖7.11石英晶體諧振器(a)石英晶體振蕩器；

(b)外形圖圖7.12為石英晶體在電路中的符號和等效電路。

圖7.12石英晶體的符號和等效電路(a)符號；

(b)等效電路

圖7.13石英晶體的電抗—頻率特性

圖7.13為石英晶體諧振器的電抗-頻率特性。

由圖7.13可知,它具有兩個諧振頻率,一個是L、C、R支路發(fā)生串聯(lián)諧振時的串聯(lián)諧振頻率fs,另一個是L、C、R支路與C0支路發(fā)生并聯(lián)諧振時的并聯(lián)諧振頻率fp,由圖7.12等效電路得（7.12）

（7.1３）

對應(yīng)這兩個頻率,石英晶體在工作中,可能出現(xiàn)兩個極端的阻抗。當出現(xiàn)串聯(lián)諧振時,石英晶體兩端的阻抗最小,且為純阻性;當出現(xiàn)并聯(lián)諧振時,石英晶體兩端的阻抗最大,也為純阻性。值得注意的是,由于C0>>C,因而不難看出fs與fp的數(shù)值是非常接近的。此外,從圖7.13還可看出,只有在fs~fp的窄小的頻率范圍內(nèi),石英晶體呈現(xiàn)的阻抗是感性的,而在其余高、低頻區(qū)域工作時,石英晶體的阻抗呈容性。

2．石英晶體振蕩電路石英晶體振蕩器可以歸結(jié)為兩類,一類稱為并聯(lián)型,另一類稱為串聯(lián)型。前者的振蕩頻率接近于fp,后者的振蕩頻率接近于fs,分別介紹如下。圖7.14所示為并聯(lián)型石英晶體振蕩器。當f0在fs~fp的窄小的頻率范圍內(nèi)時,晶體在電路中起一個電感作用,它與C1、C2組成電容反饋式振蕩電路?？梢?電路的諧振頻率f0應(yīng)略高于fs,C1、C2對f0的影響很小,電路的振蕩頻率由石英晶體決定,改變C1、C2的值可以在很小的范圍內(nèi)微調(diào)f0

。圖

7.14并聯(lián)型石英晶體振蕩電路

圖7.15所示為串聯(lián)型石英晶體振蕩電路。

圖

7.15串聯(lián)型石英晶體振蕩電路

不難看出,當電路中的石英晶體工作于串聯(lián)諧振頻率fs時,晶體呈現(xiàn)的阻抗最小,且為純電阻性,因此電路的正反饋電壓幅度最大,且相移φF=0。V1采用共基極接法,V2為射極輸出器,V1、V2組成的放大電路的相移φA=0。所以整個電路滿足振蕩的相位平衡條件。至于偏離fs的其他信號電壓,晶體的等效阻抗增大,且φF≠0,所以都不滿足振蕩的條件。由此可見,這個電路只能在fs這個頻率上產(chǎn)生自激振蕩。圖7.15中的電位器是用來調(diào)節(jié)反饋量的,使輸出的振蕩波形失真較小且幅度穩(wěn)定。石英晶體振蕩器的突出優(yōu)點是有很高的頻率穩(wěn)定度,所以常用做標準的頻率源。石英晶體諧振器也存在結(jié)構(gòu)脆弱、怕振動、負載能力差等不足之處,從而限制了它的應(yīng)用范圍。思

考

題

１.自激振蕩的條件是什么？２.為什么電感三點式LC振蕩電路的輸出波形易產(chǎn)生失真,而電容三點式LC振蕩電路的輸出波形則不會失真呢？３.石英晶體振蕩電路的優(yōu)點是什么？

７.２

非正弦信號發(fā)生器

7.2.1矩形波發(fā)生器圖7.16(a)是一種能產(chǎn)生矩形波的基本電路,也稱為方波振蕩器。由圖可見,它是在滯回比較器的基礎(chǔ)上,增加一條RC充、

放電負反饋支路構(gòu)成的。

圖

7.16矩形波發(fā)生電路及其波形

1.工作原理在圖7.16（a）中,電容Ｃ上的電壓加在集成運放的反相端,集成運放工作在非線性區(qū),輸出只有兩個值:+UZ和-UZ。設(shè)在剛接通電源時,電容Ｃ上的電壓為零,輸出為正飽和電壓+UZ,同相端的電壓為

電容C在輸出電壓+UZ的作用下開始充電,充電電流iＣ經(jīng)過電阻Rf,如圖7.16（a）的實線所示。

當充電電壓uC升至

值時,由于運放輸入端u－>u＋,于是電路翻轉(zhuǎn),輸出電壓由+UZ值翻至－UZ,同相端電壓變?yōu)?/p>

電容C開始放電,uC開始下降,放電電流iC如圖7.16（a）中虛線所示。

當電容電壓uC降至

值時,由于u－<u＋,于是輸出電壓又翻轉(zhuǎn)到uo=+UZ值。如此周而復(fù)始,在集成運放的輸出端便得到了如圖7.16（b）所示的輸出電壓的波形。

2.振蕩頻率及其調(diào)節(jié)電路輸出的矩形波電壓的周期T取決于充、

放電的RC時間常數(shù)。

可以證明其周期為

則振蕩頻率為

（7.14）

改變RC值就可以調(diào)節(jié)矩形波的頻率。

7.2.2三角波發(fā)生器

圖7.17三角波發(fā)生器(a)電路圖；

(b)波形圖

三角波發(fā)生器的基本電路如圖7.17(a)所示。集成運放A2構(gòu)成一個積分器,集成運放A1構(gòu)成滯回電壓比較器,其反相端接地,集成運放A1同相端的電壓由uo和uo1共同決定,為當u＋>0時,uo1＝＋ＵZ;當u＋<0時,uo1＝－ＵZ。

在電源剛接通時,假設(shè)電容器初始電壓為零,集成運放A1輸出電壓為正飽和電壓值＋ＵZ,積分器輸入為＋ＵZ,電容Ｃ開始充電,輸出電壓uo開始減小,u＋值也隨之減小,當uo減小到 時,u＋由正值變?yōu)榱?滯回比較器A1翻轉(zhuǎn),集成運放A1的輸出uo1＝－ＵZ

。當uo1=－ＵZ時,積分器輸入負電壓,輸出電壓uo開始增大,u＋值也隨之增大,當uo增加到 時,u＋由負值變?yōu)榱?滯回比較器A1翻轉(zhuǎn),集成運放A1的輸出uo1＝＋ＵZ。此后,前述過程不斷重復(fù),便在A1的輸出端得到幅值為ＵZ的矩形波,A2輸出端得到三角波,可以證明其頻率為

（7.15）

我們可以通過改變R1、R2、R3的值來改變頻率。我們也可以采用在積分器的輸入端加電位器的方法來改變輸出波形的頻率,如圖7.18所示。

圖

7.18頻率可調(diào)的三角波發(fā)生器

調(diào)節(jié)圖中電位器RP,使積分器的輸入電壓值變化,積分到一定電壓所需的時間也隨之改變,因而改變了波形的頻率,例如RP的滑線頭上移,A2的被積電壓增加,輸出信號的頻率增加。

7.2.3鋸齒波發(fā)生器鋸齒波發(fā)生器能夠提供一個與時間成線性關(guān)系的電壓或電流波形,這種信號在示波器和電視機的掃描電路以及許多數(shù)字儀表中得到了廣泛應(yīng)用。在圖7.17的三角波發(fā)生器電路中,輸出是等腰三角形波。如果人為地使三角形兩邊不等,這樣輸出電壓波形就是鋸齒波了。

簡單的鋸齒波發(fā)生器電路如圖7.19(a)所示。

圖7.19鋸齒波發(fā)生器

鋸齒波發(fā)生器的工作原理與三角波發(fā)生電路基本相同,只是在集成運放A2的反相輸入電阻R3上并聯(lián)由二極管V1和電阻R5組成的支路,這樣積分器的正向積分和反向積分的速度明顯不同,當uo1＝－ＵZ時,Ｖ1反偏截止,正向積分的時間常數(shù)為Ｒ３Ｃ;當uo1＝＋ＵZ時,Ｖ1正偏導(dǎo)通,負向積分常數(shù)為（Ｒ３∥Ｒ５）Ｃ,若?。遥担遥?則負向積分時間小于正向積分時間,形成如圖7.19（b）所示的鋸齒波。

思

考

題

1.圖7.17的三角波發(fā)生器中的A1和A2

分別工作在線性區(qū)還是非線性區(qū)?為什么?

2.圖7.19的鋸齒波發(fā)生器如果要產(chǎn)生倒鋸齒波,即上升時間小于下降時間,如何處理？

7.3集成函數(shù)發(fā)生器8038簡介

1．8038的工作原理由手冊和有關(guān)資料可看出,8038由兩個恒流源、兩個電壓比較器和觸發(fā)器等組成。其內(nèi)部原理電路框圖如圖7.20所示。

圖

7.208038的內(nèi)部原理電路框圖

在圖7.20中,電壓比較器Ａ、Ｂ的門限電壓分別為兩個電源電壓之和（UCC+UEE）的2/3和1/3,電流源I1和I2的大小可通過外接電阻調(diào)節(jié),其中I2必須大于I1

。當觸發(fā)器的輸出端為低電平時,它控制開關(guān)S使電流源I2斷開。而電流源I1則向外接電容C充電,使電容兩端電壓隨時間線性上升,當uC上升到uC=2（UCC+UEE）/3時,比較器Ａ的輸出電壓發(fā)生跳變,使觸發(fā)器輸出端由低電平變?yōu)楦唠娖?這時,控制開關(guān)S使電流源Ｉ２接通。

由于Ｉ２

>I1,因此外接電容C放電,uC隨時間線性下降。

當uC下降到uC≤（UCC+UEE）/3時,比較器Ｂ輸出發(fā)生跳變,使觸發(fā)器輸出端又由高電平變?yōu)榈碗娖?I2再次斷開,I1再次向C充電,uC又隨時間線性上升。如此周而復(fù)始,產(chǎn)生振蕩。外接電容C交替地從一個電流源充電后向另一個電流源放電,就會在電容C的兩端產(chǎn)生三角波并輸出到腳3。該三角波經(jīng)電壓跟隨器緩沖后,一路經(jīng)正弦波變換器變成正弦波后由腳2輸出,另一路通過比較器和觸發(fā)器,并經(jīng)過反向器緩沖,由腳9輸出方波。圖7.21為8038的外部引腳排列圖。圖

7.218038的外部引腳排列圖

２.8038的典型應(yīng)用利用8038構(gòu)成的函數(shù)發(fā)生器如圖7.22所示,其振蕩頻率由電位器RP1滑動觸點的位置、C的容量、RA和RB的阻值決定,圖中C1為高頻旁路電容,用以消除8腳的寄生交流電壓,RP2為方波占空比和正弦波失真度調(diào)節(jié)電位器,當RP2位于中間時,可輸出方波。

圖

7.228038的典型應(yīng)用

*7.4壓

控

振

蕩

器

1.電路組成壓控振蕩器如圖7.23所示,該電路的輸入控制電壓為直流電壓。A1為差動積分電路,積分電壓由控制電壓UI提供,積分方向由場效應(yīng)管V來改變;A2為滯回比較器,它的輸出控制著場效應(yīng)管的導(dǎo)通和截止。

圖

7.23壓控振蕩器

2.工作原理設(shè)滯回比較器A2的輸出電壓為負飽和電壓－Uom,此值一方面使比較器的同相端電壓為下門限電壓,即

另一方面通過隔離二極管V2將比較大的負電壓加在了場效應(yīng)管的柵極,使場效應(yīng)管進入夾斷區(qū)而截止,此時,積分電路可等效為圖7.24(a)。圖7.24積分電流的流向(a)FET截止；

(b)FET導(dǎo)通

由圖可以看出,u+=UI/2,根據(jù)“虛短”的概念,u-=u+=UI/2,再根據(jù)“虛斷”的概念,電容器上的充電電流為（7.16）

由于輸入電壓UI為直流電壓,因此電容器C為恒流充電,電容器C上的電壓直線上升,而A1的輸出電壓uo1直線下降,當uo1降至

時,比較器A2翻轉(zhuǎn)為+Uom。比較器A2的輸出電壓+Uom

一方面使比較器的同相端電壓為上門限電壓,即

另一方面使隔離二極管V2截止,此時,場效應(yīng)管因柵源電壓為零而飽和導(dǎo)通。其積分電路可等效為圖7.24（b）。

由圖可知

根據(jù)基爾霍夫定律:Ｉ１＝ＩＣ＋Ｉ２,那么

（7.17）

式（7.17）中的負號說明實際電容器上的電流與標定方向相反。電容以UI/(4R)的電流大小放電,uC直線下降,uo1直線上升,當uo1升至

時,比較器A2翻轉(zhuǎn)為-Uom,場效應(yīng)管又截止,電容器開始充電,周而復(fù)始,會產(chǎn)生如圖7.25所示波形。

由上述分析可知,該電路是利用比較器輸出端的高低電平控制場效應(yīng)管的通斷狀態(tài)的,保證積分器以同樣大小的恒定電流充放電,使三角波上升、

下降的時間相等。

圖

7.25壓控振蕩器波形

３.振蕩頻率通過以上的分析可知,差動積分電路的輸出電壓uo1是三角波電壓,由于電容器上的充放電電流受到電壓ＵＩ的控制,所以三角波的振蕩頻率也受外加電壓的控制。由電容器的充電電流表達式

得電容器上的充電速率為

在圖7.23的壓控振蕩器電路中,電容器為恒流充電,充電電流用ＩＣ表示,那么電容器上的充電速率為

又由式（7.17）可知,電容器也是以恒流放電,其放電的速率仍為