《光纖通信》課件第6章 光發(fā)送機與光接收機

6.1調(diào)制信號的格式6.2直接調(diào)制IM光發(fā)送機6.3外調(diào)制6.4光接收機6.5相干接收習題六第6章光發(fā)送機與光接收機

為了有利于信息在信道中傳輸和接收時便于處理，我們往往先對數(shù)字信號進行編碼，再對光信號進行調(diào)制。光信號除了可調(diào)制光載波信號的幅度、頻率、相位外，還可調(diào)制光強。由于光強不同于電信號的電壓或電流有正值與負值，它只有正值（即光強或光功率沒有負值），因此稱它為單極性信號，而電壓信號稱為雙極性信號。6.1調(diào)制信號的格式6.1.1單極性與雙極性單極性信號是二電平信號，它在零與正電平之間擺動。單極性信號可以看成是用電或光信號表示的開關信號。在光纖通信中，單極性信號也稱為開關鍵控OOK。它與雙極性信號的最大區(qū)別是，傳送線路上產(chǎn)生的直流分量DC不為零，最大值會達到正電平的一半。雙極性信號由于在正電平與負電平之間交替變化，因此在傳輸線路上產(chǎn)生的DC分量為零。單極性與雙極性信號的編碼如圖6.1所示。圖6.1單極性與雙極性信號6.1.2歸零(RZ)與不歸零(NRZ)

光纖通信中常用的調(diào)制方案為OOK，這種調(diào)制方案中編碼“1”表示對應的比特周期內(nèi)有一光脈沖或光源LD或LED處于開（“ON”）狀態(tài)，編碼“0”表示對應的比特周期內(nèi)無光脈沖或光源LD或LED處于關（“OFF”）狀態(tài)。光脈沖的寬度為比特周期的持續(xù)時間。對于一個1Gb/s的數(shù)據(jù)速率，光脈沖時間寬度為1ns。編碼既可以采用直接將光源調(diào)諧在開或關兩種狀態(tài)的方法來完成，也可以用數(shù)字比特通過外調(diào)制器的方法來完成，下面將具體介紹。OOK調(diào)制可以采用許多信號格式，最常用的為NRZ、RZ和短脈沖三種格式。NRZ稱為不歸零碼，編碼“1”對應有光脈沖且持續(xù)時間為整個比特周期，“0”對應無光脈沖出現(xiàn)。如果是連續(xù)兩個“1”比特，則光脈沖持續(xù)兩個比特周期。RZ碼稱為歸零碼，“1”比特對應有光脈沖且持續(xù)時間為整個比特周期的一半，“0”對應無光脈沖出現(xiàn)。短脈沖是由RZ變化而來的，其“1”比特對應有光脈沖且持續(xù)時間為整個比特周期的很小一部分，“0”對應無光脈沖出現(xiàn)。它們的信號格式如圖6.2所示。圖6.2OOK數(shù)據(jù)調(diào)制格式NRZ碼與其他格式相比，其主要優(yōu)點是占據(jù)的頻帶寬度窄，只是RZ碼的一半，缺點是當出現(xiàn)長連“1”或“0”時，光脈沖沒有“有”和“無”的交替變化，這對于接收時對比特時鐘的提取是不利的。RZ碼克服了這個問題，解決了連“1”的問題，但長連“0”問題仍然存在。

以上所有格式都存在直流分量DC波動即不平衡問題。如果假設待發(fā)送的所有數(shù)字比特的平均發(fā)送光功率為零，則OOK調(diào)制方案被認為是有DC平衡的。OOK調(diào)制方案獲得DC平衡是很重要的，因為這使得接收時設計判決閾值變得容易，有利于數(shù)字處理的恢復。為了保證光信號有足夠的交替變化和提供DC平衡，系統(tǒng)中常采用擾碼和分組碼方案。6.1.3擾碼擾碼是一個比特流與另一個比特流的一到一的映射，即將一個待發(fā)送的數(shù)據(jù)比特流在發(fā)送之前一對一地映射為另一比特流。在發(fā)送端，擾碼器將輸入的比特流與經(jīng)過仔細挑選的另一個比特流進行異或(EXOR)運算，另一比特流序列的選取原則是應盡量使輸出比特的長連“1”或“0”出現(xiàn)的概率盡可能地小。在接收端通過解擾器，使其輸出的碼流中將原比特流恢復出來。擾碼最大的優(yōu)點是不占用額外的帶寬，缺點是并不能保證DC平衡，也不能保證序列中不出現(xiàn)長連“1”或“0”。但擾碼中出現(xiàn)長連“1”或“0”和不平衡的概率是很小的，只要認真選取映射關系就能保證這一點。擾碼的另一個缺點是由于是一對一的映射，因而有可能輸入序列導致了一個不理想的輸出序列，這是應該避免的。6.1.4線路碼（4B/5B、8B/10B）另一個解決DC不平衡的方法是采用分組碼，有許多不同類型的分組碼。二進制的線性分組碼的一種形式為：將k個比特變換成n個比特，然后再發(fā)送出去，接收端將n比特再映射成原來的k個比特（假設不存在誤碼）。分組碼經(jīng)過設計可使DC平衡，能提供足夠多的信號交替變化。這種分組碼的典型例子是（8，10）、（4，5）等，它們廣泛應用于光纖局域網(wǎng)如千兆以太網(wǎng)、FDDI等，其另一種表示為8B10B，4B5B。分組碼提高了速率，因而占用了額外的帶寬，對于4B5B，則k=4，n=5，意味著原來的1Gb/s比特率在編碼之后增加到1.25Gb/s，就是說要多付出25%的帶寬開銷。

直接強度調(diào)制是光纖通信中最簡單、最經(jīng)濟、最容易實現(xiàn)的調(diào)制方式，適用于半導體激光器LD和發(fā)光二極管LED，這是因為它們的輸出功率與注入電流成正比（LD閾值以上），只需通過改變注入電流就可實現(xiàn)光強度調(diào)制。光功率的變化能夠響應注入電流信號的高速變化。6.2直接調(diào)制IM光發(fā)送機6.2.1模擬調(diào)制所謂模擬信號的直接調(diào)制，就是讓LED或LD的注入電流跟隨語音或圖像等模擬量變化，從而使LED或LD的輸出光功率跟隨模擬信號變化，如圖6.3所示。圖6.3LED和LD的模擬調(diào)制圖6.4數(shù)字IM調(diào)制原理6.2.2光源的驅(qū)動電路由以上可知，光源在合適的注入電流下發(fā)光而且當注入電流發(fā)生變化時，光源輸出的光功率隨之變化，這樣就可以很方便地通過直接調(diào)制電流信號實現(xiàn)調(diào)制光信號，這也是直接調(diào)制名稱的由來。實現(xiàn)這部分功能是由光發(fā)送機中的驅(qū)動電路完成的。通常所說的驅(qū)動電路,是指能提供激光器穩(wěn)定工作的恒定電流和實現(xiàn)光調(diào)制的調(diào)制電流信號，同時也包括一些控制電路或輔助電路，如自動溫度控制ATC和自動功率控制APC等，實現(xiàn)對激光器工作溫度和輸出光功率的監(jiān)測與控制。關于APC和ATC電路前面已介紹，這里重點介紹驅(qū)動電路的調(diào)制電路。根據(jù)光源種類（LED和LD）和調(diào)制方式（模擬和數(shù)字）的不同，驅(qū)動電路也各不相同，下面分別介紹。

LED模擬驅(qū)動電路如圖6.5所示。LED除了線性好之外的另一個優(yōu)點是,在其工作電流保持不變的情況下，其輸出光功率隨溫度的升高下降的幅度不大。這一點變化通常在系統(tǒng)設計中會考慮到，是能夠容忍的，因而LED驅(qū)動電路中通常沒有APC和ATC電路，但長波長LED有時容易受到溫度變化的影響，所以需要增加控制電路。LED模擬發(fā)送機類似于線性電壓-電流轉(zhuǎn)換器，可使用負反饋使驅(qū)動電流更線性，如在反饋環(huán)路中增加非線性匹配網(wǎng)絡，用驅(qū)動電流傳遞函數(shù)補償光源傳遞函數(shù)的非線性，其電路形式如圖6.5(b)所示。對于20MHz以上的高速光發(fā)送機，設計一個高速線性電流源要更困難一些，因此，常常使用50Ω的射頻驅(qū)動放大器與LED的阻抗匹配，其電路結構如圖6.5(c)所示。圖6.5

LED模擬驅(qū)動電路（a)基本模擬信號驅(qū)動電路；(b)線性模擬信號驅(qū)動電路；(c)高速模擬信號驅(qū)動電路目前,在數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中廣泛使用的LED驅(qū)動電路為射極耦合電流開關電路，這也是一種串聯(lián)型驅(qū)動電路。這種驅(qū)動電路與以后將要分析的LD驅(qū)動電路在形式上基本上是相同的，其典型的電路結構如圖6.6所示。當其輸入端Si為“0”時，V1截止，Ubb為參考電平，V2導通，電流流經(jīng)LED而發(fā)光；Si為“1”時，V1導通，V2截止，LED因無電流流過而不發(fā)光。這種電路一般能夠滿足LED驅(qū)動電流的要求，同時這種電路中的晶體管工作在非飽和與非深截止狀態(tài)，避免了電荷存儲時間的影響，工作速率較高，而且電源負載穩(wěn)定，電路結構也不復雜，容易調(diào)整，便于與LD驅(qū)動電路兼容，應用靈活，生產(chǎn)維護方便。鑒于LED的驅(qū)動電路比較簡單，同時LED器件的成本低，壽命長，這樣也就使得LED在數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中得到適當?shù)膽?。然而由于LED器件的輸出光功率比較小，光束發(fā)散角大，入纖功率小，限制了數(shù)字光纖通信的中繼距離。又由于LED的譜線寬度大以及其可調(diào)速率與輸出功率的矛盾，這些也就決定了LED只能應用在低速短距離和小容量的數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中。在長距離、大容量的數(shù)字系統(tǒng)中都采用LD。由于射極耦合電流開關電路的開關轉(zhuǎn)換時間短，響應速度快，結構簡單，調(diào)整控制容易，因此在數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中基本上都是采用這種電路來作為LD驅(qū)動電路的基本結構形式，如圖6.7所示，圖中Ib為LD提供直流偏置電流。圖6.6

LED射極耦合驅(qū)動電路圖6.7

LD射極耦合驅(qū)動電路在這種電路原理的基礎上，根據(jù)數(shù)字光纖通信系統(tǒng)速率和LD器件特性不同的具體要求，其實用化的LD驅(qū)動電路在某些具體問題的處理上會有所不同。如圖6.8所示，圖6.8（a）為單端輸入形式的實用化LD驅(qū)動電路，數(shù)據(jù)脈沖信號Si從V1的基極輸入，V3為V2提供恒定的直流參考電壓Ubb，這種電路工作于類共基極方式，提高了電路的工作速率，其光脈沖響應時間(tr，tf)可達1ns，并可提供45mA的最大驅(qū)動電流。在中等速率及其以下的數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中，其LD驅(qū)動電路幾乎都采用如圖6.8（b）所示的電路形式。這種驅(qū)動電路為雙端信號反相輸入，其輸入數(shù)據(jù)信號經(jīng)相應速率的集成元件整形以后，一般能達到驅(qū)動信號的波形要求，因此調(diào)整起來比較容易。同時由于V1與V2的基極所加的信號大小相等，相位相反，這樣可以進一步提高電路的開關速度。這種驅(qū)動電路的溫度穩(wěn)定性、抗電源干擾的性能都比較好。因為這些因素引起的變化等于驅(qū)動電路的共模輸入。由于射極耦合電阻Re的強負反饋作用，保證了LD調(diào)制電流Im的穩(wěn)定性，而對正常的差動輸入信號不會有影響。在傳輸速率較高的數(shù)字光纖通信系統(tǒng)中，為了進一步提高LD驅(qū)動電路的穩(wěn)定性，將圖6.8（b）所示電路中的Re改為恒流源電路，這種電路原理如圖6.8（c）所示，這樣就更好地加強了對共模輸入信號的負反饋作用，提高了這種LD驅(qū)動電路的共模抑制比，使LD調(diào)制電流Im的穩(wěn)定可靠工作有了更有效的保證。圖6.8實用化的LD數(shù)字驅(qū)動電路6.3.1電折射調(diào)制器電折射調(diào)制器利用了晶體材料的電光效應，常用的晶體材料有：鈮酸鋰晶體（LiNbO3）、鉭酸鋰晶體（LiTaO3）和砷化鎵（GaAs）。 電光效應是指由外加電壓引起的晶體的非線性效應，具體講是指晶體的折射率發(fā)生了變化。當晶體的折射率與外加電場幅度成正比時，稱為線性電光效應，即普克爾效應；當晶體的折射率與外加電場的幅度平方成正比變化時，稱為克爾效應。電光調(diào)制主要采用普克爾效應。6.3外調(diào)制器

最基本的電折射調(diào)制器是電光相位調(diào)制器，它是構成其他類型的調(diào)制器如電光幅度、電光強度、電光頻率、電光偏振等的基礎。電光相位調(diào)制器的基本原理框圖如圖6.9所示。

圖6.9電光相位調(diào)制器的基本原理框圖

當一個Asin(ωt+Φ0)的光波入射到電光調(diào)制器（Z=0），經(jīng)過長度為L的外電場作用區(qū)后，輸出光場(Z=L)即已調(diào)光波為Asin(ωt+Φ0+ΔΦ)，相位變化因子ΔΦ受外電壓的控制從而實現(xiàn)相位調(diào)制。

兩個電光相位調(diào)制器組合后便可以構成一個電光強度調(diào)制器。這是因為兩個調(diào)相光波在相互疊加輸出時發(fā)生了干涉，當兩個光波的相位同相時光強最大，當兩個光波的相位反相時光強最小，從而實現(xiàn)了外加電壓控制光強的開和關的目標。

6.3.2M-Z型調(diào)制器

M-Z型調(diào)制器是由一個Y型分路器、兩個相位調(diào)制器和Y型合路器組成的，其結構如圖6.10所示。相位調(diào)制器就是上述的電折射調(diào)制器。輸入光信號被Y型分路器分成完全相同的兩部分，兩個部分之一受到相位調(diào)制，然后兩部分再由Y型合路器耦合起來。按照信號之間的相位差，兩路信號在Y型合路器的輸出產(chǎn)生相消和相長干涉，就得到了“通”和“斷”的信號。

圖6.10M-Z型調(diào)制器

6.3.3聲光布拉格調(diào)制器聲波（主要指超聲波）在介質(zhì)中傳播時會引起介質(zhì)的折射率發(fā)生疏密變化，因此受超聲波作用的晶體相當于形成了一個布拉格光柵，光柵的條紋間隔等于聲波的波長。當光波通過此晶體介質(zhì)時，光波將被介質(zhì)中的光柵衍射，衍射光的強度、頻率、相位、方向等隨聲波場而變化，這種效應稱為聲光效應。 聲光布拉格調(diào)制器由聲光介質(zhì)、電聲換能器、吸聲（反射）裝置等組成。電壓調(diào)制信號經(jīng)過電聲換能器轉(zhuǎn)化為超聲波，然后加到電光晶體上。電聲換能器利用某些晶體(如石英、LiNbO3等)的壓電效應，在外加電場的作用下產(chǎn)生機械振動形成聲波。

超聲波使介質(zhì)的折射率沿傳播方向交替變化，當一束平行光束通過它時，由于聲光效應產(chǎn)生的光柵使出射光束成為一個周期性變化的光波。聲光布拉格調(diào)制器的原理框圖如圖6.11所示。當聲波頻率較高且光波以一定的角度入射時，只出現(xiàn)零級和±1級衍射光。如果入射聲波很強，則可以使入射光能幾乎全部轉(zhuǎn)移到零級或+1級或-1級的某一級衍射光上。圖6.11聲光布拉格調(diào)制器的原理框圖

6.3.4電吸收MQW調(diào)制器

電吸收MQW調(diào)制器是很有發(fā)展前途的調(diào)制器，它不僅具有低的驅(qū)動電壓和低的啁啾特性，而且還可以與DFB激光器單片集成。多量子阱MQW調(diào)制器實際上類似于半導體激光器的結構，它對光具有吸收作用，如圖6.12所示。通常情況下，電吸收MQW調(diào)制器對發(fā)送波長是透明的，一旦加上反向偏壓，吸收波長在向長波長移動的過程中產(chǎn)生光吸收。利用這種效應，在調(diào)制區(qū)加上零伏到負壓之間的調(diào)制信號，就能對DFB激光器產(chǎn)生的光輸出進行強度調(diào)制。圖6.12電吸收MQW型調(diào)制器

6.3.5ASK/PSK/FSK方式

振幅鍵控ASK是用電的比特流（調(diào)制頻率）直接調(diào)制光載波信號強度的技術。對其值為“1”的比特，光載波具有最大的振幅；對其值為“0”的比特，光載波具有最小的振幅。對于單極性信號，ASK也稱為OOK。ASK采用的編碼有RZ和NRZ兩種類型。ASK方式能夠用于相干和非相干IM/DD系統(tǒng)，但是要直接調(diào)制半導體激光器時，信號的相位也會偏移。在IM/DD檢測時相位偏移不重要，因為相位信息不起作用，但是它對相干檢測是有影響的。由于相干檢測需要固定相位，因而使用外調(diào)制方式，如電吸收MQW和M-Z調(diào)制器。 相移鍵控PSK調(diào)制光束，而所有比特的頻率和幅度不變，因而表現(xiàn)為連續(xù)的光波。對于二進制PSK，相位是0°和180°。PSK是使用電折射調(diào)制器的外調(diào)制來實現(xiàn)的，當有外加電壓時，相位差用下式表示：

（6.1）

式中，δm正比于所加電壓，Lm是施加電壓讓折射率改變的長度。

頻移鍵控FSK是調(diào)制光載波的頻率，光載波的頻率改變?yōu)棣，f+Δf對應邏輯“1”，f-Δf對應邏輯“0”。FSK是相干的兩個狀態(tài)（開與關）的數(shù)字調(diào)頻FM技術。典型的頻率變化為1GHz。FSK信號的總帶寬大約為2Δf+2B，這里的B是比特率，Δf是頻率偏移。當偏移大即Δf>>B時，帶寬近似為2Δf，稱為寬帶FSK；當偏移小即Δf<<B時，帶寬近似為2B，稱為窄帶FSK。頻率調(diào)制指數(shù)βFM（定義為Δf/B）>>1時為寬帶調(diào)頻，βFM<<1時為窄帶調(diào)頻。

實現(xiàn)調(diào)頻的器件是電吸收MQW調(diào)制器或DFB半導體激光器。當注入電流改變時，它們輸出光波的頻率發(fā)生偏移。小的注入電流（1mA）就會使光波的頻率改變約1GHz。DFB激光器是高調(diào)制效率、高調(diào)制速率的很好的相干FSK光源。

目前，IM/DD系統(tǒng)的解調(diào)方案的框圖如圖6.13所示,它屬于非相干解調(diào)。光檢測器接收光信號并將其轉(zhuǎn)換成與光功率成正比的光生電流信號。前置放大器將微弱的電流信號放大到所需的電平，如果是數(shù)字信號，還要送后續(xù)的判決電路完成數(shù)字信號的再生，其具體的電路形式由上面討論的不同的編碼和調(diào)制方案決定。光放大器放置在光檢測器前作為前置光放大器。必要時可在前置光放大器前加光濾波器，用來選擇所需的通道信號。6.4光接收機

圖6.13數(shù)字光接收機（DD解調(diào)）框圖6.4.1理想的數(shù)字光接收機

從原理上講，解調(diào)過程是相當簡單的，接收機根據(jù)比特周期內(nèi)有光還是無光來判定是“1”比特還是“0”比特，如果有光出現(xiàn)，則對應“1”比特發(fā)送，如果無光出現(xiàn)，則對應“0”比特發(fā)送，這就是所謂的直接檢測DD。問題是，即使在不考慮其他任何噪聲的情況下也不可能實現(xiàn)無誤碼傳輸系統(tǒng)，因為光子到達光檢測器時具有隨機特性。光功率為P的光信號到達光檢測器時，可以看成是平均速率為P/hfc的光子流，h為普朗克常數(shù)，h=6.63×10-34J/Hz(焦耳/赫茲)，fc為光波頻率，hfc為單個光子的能量。該光子流是一滿足泊松分布的隨機過程。

對于這種簡單的接收機，發(fā)送“0”比特時是不會誤碼的，只有發(fā)送“1”比特時才會誤碼，因為發(fā)送“1”比特期間沒有光子被檢測到就判定為“0”比特發(fā)送，有光子被檢測到就判定為“1”比特。設比特速率為B，則比特周期1/B內(nèi)接收n

個光子的概率為（6.2）

因此，沒有接收到任何光子的概率為，設“0”和“1”是等概的，則理想光接收機的誤碼率為參數(shù)M=P/hfcB為“1”比特期間接收的平均光子數(shù)，這就是理想光接收機的誤碼率，也稱為量子極限條件下的誤碼率。為了達到10-12的誤碼率，則每個比特的平均光子數(shù)M=27。（6.3）

6.4.2實際的光接收機在實際的直接檢測接收機中，光信號在光檢測器上被轉(zhuǎn)變?yōu)楣馍娏鞯耐瑫r，還附加有額外的噪聲信號，主要有三種。第一種就是熱噪聲信號，它是在特定溫度下由電子的隨機運動產(chǎn)生的，它總是存在的。第二種是散彈（粒）噪聲，是由光子產(chǎn)生光生電流過程的隨機特性產(chǎn)生的，即使輸入光功率恒定時它也存在。散粒噪聲不同于熱噪聲，它不是疊加在光電流上的，它作為獨立的一部分僅僅是產(chǎn)生光電流過程隨機性的一種方便的描述。第三種是在光濾波和光檢測器之間使用的光放大器產(chǎn)生的放大的自發(fā)輻射噪聲ASE。這里僅討論前兩種噪聲。

在溫度T時，電阻R上的熱噪聲電流可以看成是一個均值為零、自相關函數(shù)為（4kBT/R）δ(τ)的高斯隨機過程。這里，kB為玻爾茲曼常數(shù)，其值為1.38×10-23J/K；δ(τ)為狄拉克函數(shù)，當δ(τ)=0時，τ≠0,因此熱噪聲是一個白噪聲，在噪聲帶寬或頻率范圍Be內(nèi)，熱噪聲電流的方差為（6.4）該值可以表述為I2tBe，參數(shù)It習慣上是指以pA/ 為單位的方差，其典型值為1pA/數(shù)量級。

接收機的電帶寬Be根據(jù)數(shù)字信號的速率來選擇，變化范圍為1/(2T)～1/T，T為比特周期。同樣也可以用參數(shù)Bo來表示光接收機接收到的光帶寬。光接收機本身的帶寬是很大的，但Bo通常由光發(fā)送機與光接收機之間放置的光放大器決定。為了方便，Be代表基帶帶寬，Bo代表通帶帶寬，這樣為了不使信號發(fā)生畸變，至少有Bo=2Be。

由前面的分析可知，光子的到達可以用泊松分布精確地描述，光生電流可以看作是一個電子電荷的脈沖流，它是伴隨著光子入射到光檢測器上時產(chǎn)生的，對于光纖通信常用的信號功率，光生電流可以寫成：（6.5）

I為恒定的電流，is是一個均值為零、自相關函數(shù)為σ2散粒δ(τ)的隨機過程。對于PIN，可以推導出is=2eI，電流常量I＝RP，R為光檢測器的響應度，這里假設暗電流為零。所謂暗電流，是指光檢測器在沒有光照的情況下產(chǎn)生的光生電流。因而在帶寬Ｂe內(nèi)，散粒噪聲電流的方差為（6.6）設光檢測器的負載電阻為RL，則電阻上的總電流為（6.7）（6.8）it的方差為σ2熱噪聲=(4kBT/R)Be。如果散粒噪聲和熱噪聲相互獨立，接收機帶寬為Be，那么總電流是一個均值為I的隨機過程，其方差為由于熱噪聲和散粒噪聲都與接收機的帶寬Be成正比，因而在接收機噪聲性能和接收帶寬之間需要有一個折中。接收機設計時通?？紤]的是在滿足傳輸比特率要求的情況下盡可能地使噪聲性能最佳。在實際的直接強度調(diào)制和檢測系統(tǒng)IM-DD中，熱噪聲的方差比散粒噪聲的方差大得多，因而它決定了接收機的性能。6.4.3前置放大器噪聲在接收機的光檢測器之后，為了將微弱的電流信號進行低噪聲放大，通常需要一個前置放大器。前置放大器中采用的元器件(如電阻)同樣對熱噪聲有貢獻，這可以通過前置放大器的噪聲系數(shù)來描述。由于放大器的放大，輸入端的熱噪聲在輸出端得到了增強（放大），前置放大器的噪聲因子正是表示這種貢獻大小的物理量，常用Fn表示。因而考慮前置放大器對熱噪聲的貢獻后，就可知接收機中熱噪聲為（6.9）通常Fn的值為3～5dB。6.4.4APD噪聲

由前面的章節(jié)可知，APD的雪崩增益過程對噪聲電流也有貢獻，這種噪聲主要來源于雪崩放大增益Gm的隨機特性(為了不與下面的放大器增益G混淆，這里改用Gm表示)，它可以模擬為光檢測器輸出端散粒噪聲的增加。如果APD的響應表示為RAPD，則平均光電流為I=RAPDP=GmRP，APD輸出的散粒噪聲電流的方差為（6.10）FA（Gm）稱為APD的過剩噪聲系數(shù)，它隨著增益Gm的增大而增大，由下式給出：（6.11）

其中，kA為APD的電離系數(shù)比，其值由制成APD的半導體材料的特性決定，取值范圍為0～1。由于過剩噪聲系數(shù)FA隨著電離系數(shù)比的增加而增加，因而kA應越小越好。對于0.85μm波長的Si，其值遠遠小于1，即kA<<1;對于工作于1.30μm和1.55μm波長的InGaAs，kA=0.7。實際上對于PIN，其散粒噪聲是APD散粒噪聲FA（1），即Gm=1時的情形。6.4.5光放大器噪聲由以上分析可知，簡單的直接檢測接收機的性能主要受接收機中熱噪聲的限制，這可以通過在光檢測器前采用光放大器來改善。光放大器提供了光輸入信號的功率，但不幸的是，在放大光信號的同時，放大的自發(fā)輻射作為一種噪聲也出現(xiàn)在輸出端。對于只有一個偏振模的光放大器的輸出端，其自發(fā)噪聲功率為

PN=nsphfc(G-1)Bo

（6.12）式中，nsp為一常數(shù)，稱為自發(fā)輻射因子，G為放大器的增益，Bo為光帶寬。由于單模光纖中的基模實際上是由兩個偏振模組成的，因而總的噪聲功率應為2PN。 nsp取決于光放大器中粒子數(shù)反轉(zhuǎn)的程度，當完全反轉(zhuǎn)時，nsp=1，對于大多數(shù)放大器來說，nsp≈2～5。為了表達方便，我們引入一個量Pn，定義為

Pn=nsphfc

（6.13）為了理解放大器對光檢測器上接收到的信號的影響，考慮圖6.14的系統(tǒng)，PIN用作直接檢測系統(tǒng)的光檢測器，光檢測器輸出的光生電流與入射光功率成正比：

I=RGP

（6.14）式中,G為放大器的增益，P為接收到的光功率。圖6.14具有光放大器的光接收機

光檢測器產(chǎn)生的光生電流與入射的光功率成正比，而光功率為光波電場的平方，噪聲場與噪聲場之間以及噪聲場與光信號之間的差動分別產(chǎn)生了所謂的信號與噪聲以及噪聲與噪聲之間（當然這里的噪聲是自發(fā)輻射噪聲）的差動噪聲。此外，散粒噪聲和熱噪聲也出現(xiàn)在光檢測器的輸出端。接收機中熱噪聲、散粒噪聲以及信號與噪聲、噪聲與噪聲的差動噪聲電流方差分別為

（6.15）（6.16）

放大噪聲通常用一個易于測量的參數(shù)即噪聲系數(shù)來表示，噪聲系數(shù)Fn是放大器的輸入端信噪比（SNRi）與其輸出端信噪比（SNRo）的比值。如果放大器的輸入端只有散粒噪聲，則SNR可由前面的公式推導出（6.17）

如果假設放大器的輸出端只有信號與自發(fā)輻射差動噪聲，則SNR由下式給出：

（6.18）則放大器的噪聲因子為（6.19）

在最理想情況下即粒子數(shù)完全反轉(zhuǎn)時，nsp=1，這時噪聲因子為3dB。而實際的放大器總是有較高的噪聲系數(shù)，典型值為4～7dB，這還是假設放大器與輸入/輸出光纖之間不存在耦合損耗的情況下的值。如果考慮與輸入光纖之間的耦合損耗，那么噪聲因子還要大。

6.4.6誤碼率

前面計算了理想光接收機的誤碼率，現(xiàn)在來計算實際的光接收機的誤碼率（比特錯誤概率），這當然涉及到各種不同的噪聲影響。接收機通過對光生電流進行取樣，從而判決每個比特周期發(fā)送的是“0”還是“1”。由于噪聲電流的存在,接收機有可能做出錯誤的判決，因而導致了誤碼。為了計算誤碼率，必須理解接收機根據(jù)發(fā)送的比特進行判決的過程。

首先，考慮具有光放大器的PIN光接收機。對于發(fā)送的“1”比特，設接收光功率為P1，則接收機的平均光電流為I=I1=RP1，光電流的方差為

與此類似，發(fā)送“0”比特時光生電流的方差為（6.20）（6.21）

式中，P0、I0(I0=RP0)為相應于“0”比特發(fā)送時的接收光功率和光生電流，對于理想的OOK方式，P0=I0=0，但實際的情形總是做不到。

圖6.15具有光放大器的光接收機的“0”和“1”

的概率分布

對于“1”和“0”等概率的情形（為了分析方便作的假設），閾值電流近似為（6.22）

這一值非常接近最佳閾值但不嚴格相等，這一結論的證明從略。

從圖6.15可以直觀地看出，Ith是兩個概率密度函數(shù)交點對應的I值。當發(fā)送“1”時，其誤碼率為I＜Ith對應的概率，表示為P［0|1］。類似地，P［1|0］是判定為“1”的概率，對應為I≥Ith的概率。兩個概率在圖6.15中都表示了出來。 如果用Q(x)表示一個零均值單位方差的高斯隨機變量超過值x時的概率，則有（6.23）

P［0|1］、P［1|0］用Q(x)表示為（6.24）則誤碼率BER由下式給出：（6.25）

Q函數(shù)可以數(shù)值求解，如果假設γ=Q-1（BER），BER為10-12，則γ≈7；如果BER為10-9,則γ≈6。對于信號與噪聲（如光放大器噪聲）有關的系統(tǒng)，光接收機中設置可變的判決閾值是很重要的，許多高速率的系統(tǒng)都有此特點。然而對于簡單的光接收機不設置可變的閾值，常設置與平均光生電流相對應的閾值，為（I1+I0）/2，這樣的閾值設置導致了高的誤碼率，由下式給出：（6.26）

在已知“1”和“0”比特接收的光功率和噪聲統(tǒng)計特性的情況下，可以利用BER公式計算出誤碼率，但我們常常是對相反的問題更感興趣，即為了獲得所需的BER，光功率及噪聲應滿足什么條件，這引起了對靈敏度的注意。靈敏度PR的定義是:為了達到所需的誤碼率，光接收機所需的最小光功率。通常，BER為10-10或更好。有時靈敏度也用每比特所需的光子數(shù)目M來表示，M由下式給出：

（6.27）式中，B為比特率。

如果假設P0=0，BER為10-12，每比特的平均接收光功率為（P0+P1）/2，則靈敏度可以推得為（6.28）Gm為APD的增益，對于PIN其值為1。

首先考慮沒有光放大器的APD或PIN光接收機的靈敏度。熱噪聲電流獨立于接收的光功率，然而散粒噪聲是靈敏度的函數(shù)。假設對于“0”比特沒有光功率發(fā)出，則其中散粒噪聲σ2散粒就根據(jù)相應“1”比特接收的光功率2PR估算，（6.29）

接收機靈敏度PR為（6.30）

假設比特率為B

b/s，接收機電帶寬Be=B/2Hz，前端放大器的噪聲因子Fn=3dB，接收機負載為RL=100Ω，溫度T=300K，則熱噪聲電流變量的方差為（6.31）

假設接收機工作在1.55μm波長，量子效率為η=1，R=1.55/1.24=1.25A/W，Gm=1，利用這些值可以算出PIN的靈敏度。對于BER=10-12，即γ≈7，PIN光接收機的靈敏度（receiversensitivity）與比特率（bitrate）的關系如圖6.16所示。kA=0.7，增益Gm=10的APD光接收機也在同一圖中給出。由圖中可以看出，APD的靈敏度要比PIN高出8～10dB。圖6.16接收機靈敏度與比特率的關系曲線

接下來推導具有光放大器的光接收機的靈敏度。在放大系統(tǒng)中，信號與自發(fā)輻射噪聲的差動噪聲與其他噪聲相比占主導地位，除非光帶寬較寬，因為這時自發(fā)輻射與自發(fā)輻射差動噪聲是不可忽略的，在此假設條件下，由前面的公式（6.14）、（6.16）、（6.25）可以推導出BER為（6.32）

下面來分析一下理想的前放光接收機的靈敏度。接收機的靈敏度既可以用特定的比特率所需的接收光功率度量，也可以用單位比特所需的光子數(shù)來度量。與前面相似，假設Be=B/2，放大器的增益G很大，自發(fā)輻射因子nsp=1，得到（6.33）

為了獲得BER=10-12，Q函數(shù)的γ參數(shù)應為7，這樣光接收機的靈敏度為每比特M=98個光子。實際上這是由于在放大器和光檢測器之間采用了光濾波來限制光帶寬，從而降低了自發(fā)輻射與自發(fā)輻射差動噪聲和散粒噪聲的結果。對于一個實際的前放接收機，其靈敏度為每比特幾百個光子數(shù)；而對于不采用光放大器的簡單的PIN光接收機，其靈敏度為每比特幾千個光子。

圖6.12中也畫出了采用光放大器的光接收機靈敏度，假設放大器的噪聲系數(shù)為6dB，光帶寬為Bo=50GHz，它受到光濾波器的限制。從圖中可以看出，對于1Gb/s的速率，PIN的靈敏度為-26dBm，而APD為-36dBm。

在光放大器級聯(lián)系統(tǒng)中，由于到達光接收機時的光功率中已有放大的噪聲，因而靈敏度并不重要，更重要的是光信噪比OSNR。光信噪比OSNR定義為PREC/PASE。PREC和PASE是系統(tǒng)中必須測量的量，它們分別為平均接收的信號功率和噪聲功率。對于采用光前置放大的光接收機，PASE=2Pn(G-1)Bo。系統(tǒng)設計者必須將OSNR與BER聯(lián)系起來，如果忽略熱噪聲和散粒噪聲，則Q函數(shù)的γ參數(shù)與OSNR的關系如下：

（6.34）

對于一個典型的2.5Gb/s系統(tǒng)，其接收機電帶寬至少為Be=2GHz，光濾波器帶寬Bo=36GHz，γ=7，則系統(tǒng)需求的OSNR=4.37dB或6.4dB。事實上這是不夠的，因為系統(tǒng)必須考慮各種干擾，如色散、非線性等。粗略地估計在設計光放大器級聯(lián)的系統(tǒng)時，為處理各種噪聲干擾，OSNR至少為20dB。6.5相干接收

由以上分析可知，簡單的直接檢測光接收機由于受熱噪聲限制，不可能獲得散粒噪聲限的靈敏度，這可以通過在光接收機前面采用一個光放大器來改善，另一個提高靈敏度的方法是下面將要討論的相干檢測接收機。相干檢測的主要思想是將另一個本振光信號，即所謂的本振激光與信號進行混合來提高信號的功率。

在光通信中，相干檢測包括采用本振與光信號混頻過程的各種方案。一個典型的相干光檢測系統(tǒng)的框圖如圖6.17所示。其中，本振Lo是一個優(yōu)質(zhì)的激光器，用它來產(chǎn)生本振光。本振光和光線路來的光信號在光耦合器中混合，然后一起投射到光檢測器PIN中相干混頻，混頻后的差頻信號經(jīng)后接信號處理系統(tǒng)處理后進行判決。由于光信號在常規(guī)光纖線路中傳輸時，其相位和偏振面會發(fā)生緩慢的變化，因此為了使本振光和光信號的相位和偏振面一致，可利用光鎖相環(huán)來跟蹤相位的變化，通過偏振控制器來調(diào)整偏振，如圖6.17中所示的偏振控制器。圖6.17相干光波檢測系統(tǒng)框圖

設經(jīng)過偏振控制器后的本振光和信號光同偏振，則這時光檢測器PIN輸出的含有信息的光電流為(6.35)其中，η為檢測器的量子效率，h為普朗克常數(shù)，e為電子電量，f為光頻，PS為信號光功率，PL為本振光功率，m(t-τg)為調(diào)制系數(shù)，τg為群時延，ωS、φS和ωL、φL

分別為信號和本振光的角頻率和相位。

從式(6.35)可知，光相干檢測和無線電相干接收技術一樣，也有外差和零差兩種，在式(6.35)中，當ωS=ωL時，即無中頻，這時光相干檢測為零差檢測;當ωS≠ωL時，有中頻ωIF=ωS-ωL，這時光相干檢測為外差檢測。另外從式(6.35)可知，接收機檢測的輸出信號電流IS隨本振光功率PL增大而增大，即得到所謂的“本振增益”，所以相干檢測系統(tǒng)光接收機的靈敏度較高，比直接檢測可提高10～25dB。

此外，從式(6.35)還可以發(fā)現(xiàn)，檢測器的輸出電流不僅與被檢測信號強度或功率有關，還與光載波的相位或頻率有關，這說明不僅可以用光信號的強度傳遞信息，還有可能通過調(diào)制光載波的相位或頻率來傳遞信息。而在直接檢測技術中不允許進行頻率或相位的調(diào)制，所有有關信號的相位和頻率的信息都丟失了。

與IM-DD光波系統(tǒng)相比，相干檢測系統(tǒng)的主要優(yōu)點是：

(1)光接收機的靈敏度高，比直接檢測高10～25dB，可大大延長無中繼傳輸距離（在1550nm波長可延長至100km）；

(2)相干檢測選擇性高，可用于信道間隔小到1～10GHz的光頻多復用技術，實現(xiàn)多信道復用，有效使用光纖帶寬。此外，相干傳輸也有利于提高系統(tǒng)抗非線性效應的能力。

在如圖6.17所示的相干檢測系統(tǒng)框圖中，光的接收技術主要是指零差或外差接收技術，主要包括本振激光器、光耦合器、光偏振控制以及檢測器PIN等。光偏振控制技術是相干檢測系統(tǒng)的特有技術。當接收機本振光的偏振與信號光的偏振態(tài)一致時，才能獲得良好的混頻效果。如前所述，信號光經(jīng)過長距離的光纖傳輸，其偏振態(tài)帶有隨機性，利用偏振控制器可以消除所謂的偏振噪聲。偏振控制器的機理是利用λ/2、λ/4光學波片或其他材料的電光、磁光效應或光彈性效應等物理機制，對本振光進行偏振控制。

對于本振激光器，在零差接收系統(tǒng)中，由于要求接收本振光和信號光的頻率匹配，因此要求其頻率穩(wěn)定性很高才行。另外在零差系統(tǒng)中，系統(tǒng)對相位的敏感度較高，因此要維持(φS-φL)不變并不簡單，通常需要技術相當復雜的光鎖相環(huán)來實現(xiàn)。在外差接收系統(tǒng)中，雖然接收靈敏度要低一些，但它可以克服如上所述零差系統(tǒng)的一些難點，只是兩個光源的φS和φL的波動需通過使用窄帶線寬半導體激光器來控制。

對于采用零差或外差方式接收后的各種調(diào)制樣式的信號，其解調(diào)技術都有同步和異步解調(diào)兩種方式，這些零差或外差的同步和異步信號解調(diào)方式與無線電技術中同步和異步解調(diào)的原理和實現(xiàn)基本一樣。對于零差系統(tǒng)，其同步解調(diào)又有兩種方式，一種是平衡式鎖相環(huán)(PLL)，另一種是柯斯塔斯環(huán)。

具有平衡PLL的接收機稱為平衡式零差接收機，如圖6.18(a)所示。圖6.18(a)中，接收光信號與本振光通過180°移相的定向耦合器后饋入平衡式鎖相環(huán)中，兩個檢測器（PD）輸出的誤差信號經(jīng)環(huán)路濾波器后控制本振頻率。為進行相位同步跟蹤，光信號的載波不能完全扼制，需保留一定強度的載波作導頻，以便本振光可跟蹤并與其鎖定相位。例如，對PSK調(diào)制信號，利用±85%的不完全差相耦合，就可保留10%的信號功率，以獲得所需的導頻載波分量。影響平衡PLL接收機性能的因素有：接收機光信號與本振光的相位誤差引起的相位噪聲、光檢測器的散粒噪聲、信號處理支路與鎖相支路之間的相互串擾及導頻載波提取引起的影響。

具有柯斯塔斯環(huán)（Costas