移動通信第2章調制解調

第二章調制解調2.1概述無線通信系統(tǒng)框圖：信源電信號調制接收機解調發(fā)射機電信號信宿無線信道噪聲和干擾消息模擬或數字信號調制：把要傳輸的信號變換成適合信道傳輸的信號的過程。調制信號：調制器的輸入信號（調制前）。已調信號（調幅、調頻和調相信號）：調制器的輸出信號（調制后）。模擬調制數字調制按調制信號形式劃分調幅(AM)：載波振幅調頻(FM)：載波頻率調相(PM)：載波相位隨調制信號變化的調制方式移動通信信道的基本特征：1.帶寬有限。2.干擾和噪聲影響大。3.存在多徑衰落。對調制的要求：已調信號所占的帶寬要窄。經調制解調后的輸出信噪比(S/N)較大或誤碼率較低。調制解調技術研究的主要內容：調制的原理。已調信號的頻譜特性及其產生方法。解調的原理和實現方法。解調后的信噪比或誤碼率性能。2.2模擬移動通信的調制解調

設載頻信號為Uc：載波的振幅；

0：載波的角頻率；：載波初始相位。由于信道快衰落會使模擬調幅產生附加調幅而造成失真，已很少采用。調頻和調相信號可以寫成如下形式：(t)：載波的瞬時相位。設調制信號：則調頻信號的瞬時角頻率與輸入信號的關系為：Kf為調制靈敏度。因而調頻信號的形式為Mf：調制指數。將式(2-7)展開成級數得Jk(mf)：k階第一類貝塞爾函數。FM信號的頻譜（mf=2)振幅

2B=2(mf+1)

Uc

Uc/2J1(mf)J1(mf)J0(mf)J2(mf)J2(mf)

c

若以90%能量所包括的譜線寬度作為調頻信號的帶寬，則可以證明調頻信號的帶寬為Fm=/2為調制頻率，fm=mf?Fm為調制頻偏。若以99%能量計算調頻信號的帶寬為

調頻器積分器調相器um(t)uFM(t)f0間接調頻電壓振蕩器VCCum(t)uFM(t)直接調頻積分器um(t)f0

uPM(t)間接調相信號的調制框圖：調頻信號的解調框圖：uFM(t)前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調器r(t)Uc’經限幅器限幅后為一常數,大信噪比情況下，即Uc>>V(t)，有鑒頻器的輸出第一項為信號項，第二項為噪聲項。經低通濾波后，信號的功率為

表示對u2m(t)進行統(tǒng)計平均。噪聲功率為從而得到輸出信噪比為輸入信噪比為經解調后，信噪比的增益為在小信噪比的情況下，即即Uc<<(t)，由(2-14)此時沒有信號單獨存在，引起“門限效應”門限０FMAM同步檢波2.2數字移動通信系統(tǒng)調制解調2.2.1移頻鍵控調制(FSK)數字信號的比特流為{an},an=±1,n=-~+.FSK的輸出信號形式為

如{an}用數字信號u(t)表示，則二進制FSK（2FSK)波形為

10010

1

u(t)S(t)=cos(

1t+1)S(t)=cos(2t+2)

令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為

令g(t)的頻譜為G()，P(a=+1)=P(a=-1)=1/2，則S(t)的功率譜表達式為FSK信號的帶寬大約為

B=|?2-?1|+2?s(2-26)0?1-?s?1?0?2?2+?s??2-?1Ps(?)?0=(?1+?2)/2FSK信號的解調FSK的解調有包絡檢波法相干解調法和非相干解調法。非相干法包括鑒頻法、非相干匹配濾波器法、差分檢測法，過零檢測法等。FSK相位連續(xù)時，可采用鑒頻器解調。包絡檢波法：帶通濾波器帶通濾波器包絡檢波器包絡檢波器比較判決輸入輸出

1

23.非相干解調法（非相干匹配濾波器法）輸入包絡檢波器包絡檢波器匹配慮波器匹配慮波器判決電路輸出X1(t)X2(t)4.相干解調法輸入帶通濾波器低通濾波器相乘器比較判決帶通濾波器相乘器低通濾波器輸出cos(

1t+1)cos(

2t+2)

1

2定時脈沖y1(t)y2(t)X1(t)X2(t)設噪聲為加性窄帶高斯噪聲，兩支路的噪聲分別可表示為發(fā)+1時：發(fā)-1時：相乘器輸出發(fā)+1時：發(fā)-1時：相乘器和低通濾波的輸出為發(fā)+1時：發(fā)-1時：誤比特率：P(+1)=p(-1),發(fā)+1時：輸入信噪比：erfc(x)為互補誤差函數

FSK調制方法的主要問題是由于相鄰碼元相位不連續(xù)，頻率跳變將引起較大的功率譜旁瓣，頻譜效率低，因而只能應用于低速傳輸系統(tǒng)中。2.2.2最小移頻鍵控MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差

?=?2-?1=1/2Tb它是滿足兩個頻率?1和?2相互正交（相關函數等于0）的最小頻差，并要求，要求FSK信號的相位連續(xù)，因此調頻指數為

Tb：輸入數據流的比特寬度MSK滿足兩個條件：調頻指數h=0.5;相位連續(xù)。調頻指數h=0.5時，移頻鍵控信號具有最小頻偏、最小占有帶寬，并有最好的相干檢測誤碼性能。由于相位連續(xù)，可以克服一般移頻鍵控碼元交替過程中存在相位跳變，使頻譜的邊帶下降很多，頻譜變窄。

MSK的信號表達式為xk是為了保證t=kTb時相位連續(xù)而加入的相位常量。令為保證相位連續(xù)，在t=kTb時，將式(2-35)帶入（2-36）得

給定輸入序列{ak}，MSK的相位軌跡如圖所示-1

-1+1–1+1+1+1–1+1ak(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb0-2-3-3-3-4-4xkMSK的可能相位軌跡:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSK信號表達式可以正交展開為MSK信號的調制在上式展開中sinxk=0，xk取0或±

（模2）。由（2-37）式得因為

xk取0或±

（模2），

sinxk-1=0,則ak-1-ak=0,2令k=2l,l=0,1,2,.,上式可以寫成由上式可知，I和Q支路每隔2Tb才有可能改變符號，兩條支路在碼元錯開上Tb秒。

輸入數據dk的差分編碼為dk=ak·dk-1

ak=dk·dk-1

若在MSK調制前，對數據dk進行差分編碼，解調時，只要對cosxk和akcosxk進行交替取樣就可以恢復dk

因此由(2-37),(2-38),(2-39)可得MSK信號的產生框圖:串/并

TbTbdkak差分編碼+-I支路Q支路yMSK(t)cosxkakcosxkMSK的輸入數據與各支路數據及基帶波形的關系

-1+1+1-1-1-1-1++1+1+1-1+1-1-1-1+100-2-3-3-34-4-4-4777-7-79

012345678910111213141516

-1-1+1-1+1+1+1-1+1+1+1-1-1-1+1+1-1

+1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1-1-1-1-1-1-1

-1-1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1+1+1-1-1+1

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16Tb

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16TbkdkakxkcosxkakcosxkCosxkcos(t/2Tb)akCosxksin(t/2Tb)MSK信號的單邊功率譜表達式為0-10-20-30-40-50-600.751.0203.04.0(?-?c)Tb

MSKQPSKMSK的主瓣譜能量大，說明MSK信號功率譜更加緊湊。優(yōu)點是功率譜主瓣雖然較寬，但旁瓣卻以[(?-?c)Tb]-4規(guī)律迅速下降。MSK調制比較適合于非線性的和鄰道抑制嚴格的移動信道應用。MSK信號的解調

采用鑒頻器解調uFM(t)前置放大器限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調器r(t)2.MSK信號相干解調+-差分譯碼BPFLPFLPF取樣判決取樣判決并/串S(t)Tb鎖相環(huán)12?c+1/Tb鎖相環(huán)22?c-1/Tb

22平方器+dkakdk-1P支路T支路+X(t)Y(t)S1(t)S2(t)I支路Q支路I(t)Q(t)平方器的輸出為鎖相環(huán)鎖定頻率2?c±1/2Tb，相位為零的分量，輸出為

P支路：T支路：分頻器輸出為

P支路：T支路：I支路乘法器輸出為Q支路乘法器輸出為I支路LPF輸出為Q支路LPF輸出為誤比特率各支路的誤碼率為差分譯碼后的誤比特率為Pe=2Ps(1-Ps)(2-43)與FSK性能相比，各支路的碼元寬度為2Tb,誤比特率性能得到了改善，對應的低通濾波器的帶寬減少一半，信噪比提高一倍。2.2.3高斯濾波的最小移頻鍵控由于MSK信號不能滿足功率譜在鄰道取值低于主瓣峰值的60dB,因此引入GMSK。MSK的輸入信號GMSK的輸入信號

不歸零(NRZ)h=0.50預調制濾波器FM調制高斯低通濾波器的沖擊響應為高斯函數Bb:高斯濾波器的3db帶寬.對單個寬度為Tb的矩形脈沖的響應為

g(t)的波形為g(t)1.00.80.60.40.2BbTb=

0.70.40.3-2TbTb0Tb2Tb

GMSK信號表達式為GMSK的可能相位軌跡:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSKGMSK采用高斯脈沖串直接調頻缺點：難以獲得靈敏度和線性統(tǒng)一。調頻器的不穩(wěn)定影響相干解調的實施。事實上用硬件綜合出符合上述高斯低通濾波器的沖擊響應是困難的。因此引入GMSK信號的波形存儲正交調制法GMSK信號的波形存儲正交調制法GMSK信號還可以表達式為制作cos(t)和sin(t)兩張表，對g(t)進行截短，取(2N+1)Tb區(qū)間

(kTb),(t)僅與(2N+1)個比特有關，因此

(t)的狀態(tài)為有限。可以制作cos

(t)和sin

(t)兩張表。g(t)an(2N+1)Tb正交調制法地址產生cos[(t)]表象限計數器sin[(t)]D/AD/ALPFLPF

cos(

ct)sin(ct)數據輸入cos(t)sin

(t)y(t)S(t)頻譜衰落和鄰道干擾情況見書中圖（2-15）和（2-16）在GSM系統(tǒng)中，要求在(?-?c)Tb=1.5時，功率譜密度低于60dB。在BbTb時，

?Tb(

?為信道間隔）越大，鄰道干擾越小。?Tb一定時，BbTb越

小，鄰道干擾就月小。GMSK信號的解調

解調方法：差分檢測、相干檢測和鑒頻檢測。解調方法比較：在移動通信中，由于存在多徑衰落，相干解調的相干載波形難以提??；鑒頻檢測(非相干檢測)性能不理想；差分檢測不需要恢復相干載波波形，在多徑傳播條件下是的一種較好的方案。差分檢測有一比特差分檢測和二比特差分檢測。1.一比特延遲差分中頻濾波器輸出信號為R(t)：時變包絡

c：中頻載波角頻率(t)：附加相位GMSKak中頻濾波器遲延Tb相移LPF取樣判決S1F(t)經遲延和相移輸出為相乘器的輸出為低通濾波器LPF輸出為當

cTb=k(2)(k為整數)時，R(t)和R(t-Tb)是信號的包絡，永為正值，（b)決定了Y(t)的極性，令判決門限為零，則判決規(guī)則為：Y(t)>0判為“+1”Y(t)<0判為“-1”則可恢復ak=ak.

(t)增大時(Tb)為正，sin>0,判為“+1”；(t)減小時(Tb)為負，sin<0，判為“-1”。即：輸入“+1”時，(t)增大;輸入“-1”時，(t)減小.2.二比特延遲差分檢測中頻輸出為中頻濾波器遲延2TbLPF取樣判決GMSKakS1F(t)LPF輸出為當

cTb=k(2)(k為整數)時，插入限幅器，去掉振幅的影響。上式{?}中第一項為偶函數，不反映極性的變化，可作為直流分量，并將判決門限增加相應的值。上式{?}中第二項作為判決依據。判決規(guī)則為Y(t)>

判為“+1”Y(t)<

判為“-1”式(2-55){?}的第二項為sin[(t)-(t-Tb)]對應ak經差分編碼后的cksin[(t-Tb)-(t-2Tb)]對應于ck-1

ck·ck-1ck

ck-1

ck=ak

ck-1

ak=ck

ck-1則相應在發(fā)端，需要對原始數據進行差分編碼性能：見書圖(2-20)、(2-21)。二比特延遲差分檢測的誤碼率特性優(yōu)于相干解調的誤碼率特性；二比特延遲差分檢測的誤碼性能優(yōu)于一比特延遲差分檢測的誤碼性能。高斯濾波FM(h=0.5)遲延Tbakck2.3數字相位調制2.3.1移相鍵控調制(PSK)移相鍵控是利用載波相位變化來傳遞信息的。優(yōu)點：抗干擾性能好；頻譜利用率高。適用于中、高速數字傳輸的調制方式。

數字信號的比特流為{an},an=±1,n=-~+.則PSK的信號形式為S(t)還可以表示為設g(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，頻譜為G(),P(+1)=P(-1),則PSK信號的功率譜為PSK信號的調制二相信號的產生（絕對相移）直接調相法。環(huán)形調制器載波cos(

ct)調制信號an2PSK2.相位選擇法0振蕩器倒相器門電路(1)門電路（2）倒相器+

基帶信號2PSK信號輸出PSK解調可采用相干解調和差分解調1.相干解調y(t)>0判決為“+1”y(t)<0判決為“-1”輸出an輸入(anA/2)(1+cos2

ct)帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器抽樣時鐘cos(

ct)anAcos(

ct)y(t)=anA/22.差分相干解調乘法器的輸出為抽樣時鐘輸入帶通濾波器遲延器Tb

低通濾波器抽樣判決器輸出akanAcos

ctS(t-Tb)X(t)Y(t)低通濾波器的輸出為y(t)>0判決為“+1”y(t)<0判決為“-1”誤比特率

輸入噪聲為窄帶高斯噪聲，P(+1)=P(-1)下相干解調后的誤比特率a為接收信號的幅值。差分相干解調的誤比特率為FSK誤比特率為在相同誤比特率時，PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB，PSK的性能優(yōu)于FSK2.3.2四相相移鍵控調制(QPSK)和交錯四相相移鍵控調制(OQPSK)四相相移鍵控調制是二相的推廣，用四個相位的正弦振蕩表示不同的數字信息。1.四相相移(QPSK)生成2.交錯四相相移鍵控調制(OQPSK)an串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-S(t)I支路Q支路串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-anS(t)TbI支路Q支路當anan-1=+1+1時an=“+1”或“-1”，令n=2k+1，

k=±/4,±3/4在QPSK的碼元速率與PSKd的比特速率相等時，QPSK信號可以看成是兩個PSK信號之和，因而它具有PSK信號的頻譜特征和誤比特率。QPSK和OQPSK信號的星象圖QI+1+1-10QI+1+1-10QPSKOQPSK-1-1QPSK信號的解調和誤碼性能一般采用相干解調，框圖如下：誤碼率取樣判決積分并/串取樣判決積分Π/2載波恢復QQPSK二進制信號I定時QPSK和OQPSK的比較

由于OQPSK在Q支路上加入了一個比特的時延，使得兩個支路的數據不會同時發(fā)生變化，因而OQPSK不可能像QPSK那樣產生±

的相位跳變，僅產生±/2的相位跳變，因此OQPSK的頻譜旁瓣要低于QPSK信號的旁瓣，OQPSK信號對鄰道的輻射要小，抗干擾能力強，但傳輸速率低。

2.3.3/4-DQPSK調制/4-DQPSK對QPSK的改進：改善了/4-DQPSK的頻譜特性；解調方式可采用相干解調和非相干解調(QPSK只能采用相干解調）/4-DQPSK的相干調制/4-DQPSK信號串/并變換差分相位編碼LPFLPF

放大cos(

ct)sin(

ct)+-UkVkSISq輸入數據輸出信號/4-DQPSK串/并交換編碼電路延遲電路（Tb)相位選擇器8選1電路8相載波發(fā)生器0/4

7/4SISQ

AkBkCk地址碼發(fā)生器數字式選擇相位法/4-DQPSK調制平方根升余弦?guī)V波已調信號

k：當前碼元附加相位。

k-1：前一碼元附加相位。

k：當前碼元相位跳變量。

k=k-1+k（2-65）Uk=cos

k=cos(

k-1+k)

=cos

k-1cos

k-sin

k-1sin

k(2-66)Vk=sin

k=sin(

k-1+k)

=sin

k-1cos

k+cos

k-1sin

k(2-67)其中Uk-1=cos

k-1，Vk-1=sin

k-1，則

Uk=Uk-1

cos

k-Vk-1sin

k

Vk=Vk-1

cos

k-Uk-1sin

k(2-68)

/4-DQPSK相位跳變規(guī)則

SISQ

kcosksink

11/41/21/2-113/4-1/21/2-1-1-3/4-1/2-1/21-1-/4-1/2-1/2/4-DQPSK的相位關系見書圖（2-27）Uk和Vk可能的取值為五種取值。如為使已調信號功率譜更加平坦，要求調制器中的LPF具有相位線性特性、平方根生余弦頻率響應即，為滾降因子。設該濾波器的矩形脈沖響應函數為g(t)，則/4-DQPSK信號為線性調制升余弦滾降傳輸特性H()=H0()+H1()H()是對截止頻率b的理想低通H0()按H1()的滾降特性進行“圓滑”得到的，H1(對于b具有對稱的幅度特性，其上、下截止角頻率分別為b+1、b-1。升余弦滾降傳輸特性H1()采用余弦函數，則/4-DQPSK信號的解調相干檢測差分檢測鑒頻檢測

2.4擴頻調制技術有關擴頻通信技術的觀點是在1941年由好萊塢女演員HedyLamarr和鋼琴家GeorgeAntheil提出的?；趯︳~雷控制的安全無線通信的思路，他們申請了美國專利#2.292.387。不幸的是，當時該技術并沒有引起美國軍方的重視，直到十九世紀八十年代才引起關注，將它用于敵對環(huán)境中的無線通信系統(tǒng)。解決了短距離數據收發(fā)信機、如：衛(wèi)星定位系統(tǒng)、移動通信系統(tǒng)、WLAN和藍牙技術等應用的關鍵問題。擴頻技術也為提高無線電頻率的利用率提供幫助。

擴頻技術：擴頻是通過注入一個更高頻率的信號將基帶信號擴展到一個更寬的頻帶內的射頻通信系統(tǒng)，即發(fā)射信號的能量被擴展到一個更寬的頻帶內使其看起來如同噪聲一樣。既把序列（也稱為碼或索引）加入到通信信道，插入序列的方式正好定義了所討論的擴頻技術（直接序列擴頻或跳頻擴頻技術）。術語“擴頻”指將信號帶寬擴展幾個數量級，在信道中加入序列即可實現擴頻。優(yōu)點：抗干擾、抗多徑。a.窄帶干擾只能干擾擴頻信號的一小部分，可通過合適的窄帶濾波器剔除干擾;b.寬貸信號具有頻率選擇性；c.延時產生的PN序列和原始PN序列相關性小，可以認為上另一用戶，而被接收機忽略。隱蔽、保密。所有用戶使用相同的頻率，無須進行頻率規(guī)劃。頻譜利用率：在多用戶接入環(huán)境中(MAI)，頻譜利用率是很高的。2.4.1PN碼序列PN序列：又稱偽隨即序列Pseudorandom-Noise)，在一個周期內它的自相關特性與白噪聲的自相關特性相似，它是預先可知的。性質：在性質上與隨即序列有相同的性質。如在一個周期內，序列“0”和“1”的個數相同;不同序列段具有很小的相關性；任意兩個序列有很小的相關性等。PN序列的生成：反饋邏輯電路f(x)移位寄存器1移位寄存器2移位寄存器3移位寄存器mPN序列輸出時鐘圖：m級線性反饋移位寄存器反饋函數輸出序列取決于寄存器的初始狀態(tài)和反饋函數f(x)。該移位寄存器生成的序列稱m序列。長度：2m-1。

2.4.2直接序列擴頻(DS-SS)對單用戶，調制信號為M(t):數據序列。是一串非重疊的矩形波，幅值為“+1”或“-1”，寬度Ts； p(t)：PN序列,是矩形波形，每一脈沖代表一個時間片，幅值為“+1”或“-1”，寬度Tc；Ts/Tc是一整數?c:載波頻率；：載波初始相位。

設S(t)的帶寬為Wss;m(t)cos(ct+)的帶寬為B，Wss>>B，p(t)的帶寬也遠遠大于B二進制調制DS-SS發(fā)射機和接收機中頻寬帶濾波器相干PSK或差分PSK解調器PN碼產生器同步系統(tǒng)數據輸出SI(t)數據序列PN碼寄存器碼片時鐘BPF振蕩器?c已調信號S(t)SI(t)具有２PSK的性質，通過解調得到m(t)。信號及干擾的頻譜干擾信號干擾信號處理增益PG發(fā)射機中BPF輸出接收機中乘法器輸出處理增益為排除干擾能力與處理增益有關PG，PG越大，壓制帶內干擾的能力越強。2.4.3跳頻擴頻技術(FH-SS）跳頻擴頻技術：通過看似隨機的載波跳頻達到傳輸數據的目的。在每一個信道上，發(fā)射機再一次跳頻前的一小串的傳輸數據在窄帶內按傳統(tǒng)的調制技術（通常為FSK）進行傳輸。跳躍發(fā)生在信道上，并跨越一系列信道。跳躍集：一串可能的跳躍序列。瞬間帶寬：跳躍集所在的信道帶寬。跳頻總帶寬：跳躍中所跨越的頻譜。單信道調制：跳躍中每一個信道采用一個基本載波頻率調制。跳變持續(xù)時間：跳變之間的時間，用Th

表示。信號沖突（碰撞）：在相同時刻、相同信道上，一個非預測信號占據了跳頻信道，傳輸信與非預測信號發(fā)生沖突。跳頻技術分快、慢跳頻兩種：快跳頻：在發(fā)送序列每一位時發(fā)生多次跳頻。慢跳頻：在發(fā)送序列一位或多位后的時間間隔內進行跳頻。單信道調制(FH)系統(tǒng)數據跳頻信號調制器振蕩器碼時鐘頻率合成器PN碼生成器發(fā)射機帶寬濾波頻率合成器PN碼生成器解調器BPF同步系統(tǒng)解跳信號數據跳頻信號接收機2.4.4直擴的性能K個用戶接入的直擴系統(tǒng)，Ts/Tc=N，第k個用戶的傳輸信號表達式為PNk(t)cos(

ct+k)

1

k

PN1(t)cos(

ct+1)m1(t)mk(t)r(t)…CDMA擴頻系統(tǒng)k個用戶模型單個用戶接收機接收過程是通過對信號序列進行參量估計得出結果。對第一個用戶的第i位進行的變量估計為

判決r(t)PN1(t)2cos(

ct+1)m’(t)若m1,i=-1，Zi(1)>0，則錯誤概率為P[Zi(1)>0|m1,i=-1]由于接收信號r(t)是信號的線性集成，則Zi(1)可以表示為I1：是第一個用戶接收到的信號響應。

：是除第一個用戶外，其余K-1個用戶造成的總接入干擾。：是反映其它噪聲影響的高斯隨機變量。的均值為零，方差為E[2]=N0Ts/4。Ik表示來自第k個用戶的干擾假設Ik是由第k個干擾在某一整位N個時間的隨機組成，則是隨機過程。采用高斯表達式得到平均誤比特率為

若Eb/N0趨向于無窮大，則上式為Pe是錯誤率的低線，是假設個各接入干擾強度大小相同的情況，沒有考慮“遠近效應”和系統(tǒng)的熱噪聲等。2.4.5跳頻擴頻的性能

在FH-SS系統(tǒng)中，幾個用戶獨立地采用2FSK調制在它們的頻帶上跳躍。假設任何兩個用戶不會在同一個信道中發(fā)生沖突，則2FSK系統(tǒng)的誤比特率為若兩個信號發(fā)生沖突，則按0.5的概率進行分配，總的錯誤概率為Ph：碰撞概率（可預先得到）。若有M個信道，那么在用戶的接收信道時間片上有1/M的發(fā)生碰撞的可能性。若有(K-1)個用戶干擾，那么在接收信道上，至少有發(fā)生一個沖突的可能性，此時，Ph為若M很大，則當K=1特殊情況下，錯誤概率如式(2-81)所示，是一個標準的2FSK錯誤概率。假設Eb/N0趨向于無窮大，式(2-84)表示為給出了對多重干擾來說，不可避免的錯誤概率以上的分析是假設用戶的跳頻會同步發(fā)生的，稱為時隙跳頻。多數FH-SS系統(tǒng)并非如此，即使兩個獨立用戶的時鐘能夠同步，不同的傳輸路徑會造成不同的時延，因此異步情況下，發(fā)生沖突的可能性為Nb：每次跳變的傳輸數據數。將式(2-86)與（2-83）比較，異步情況下發(fā)生沖突的概率增大，在異步情況下，錯誤概率為與DS-SS系統(tǒng)相比，FH-SS系統(tǒng)的優(yōu)點能抗“遠近效應”，但不能完全避免。信號一般不使用同一頻率，接收機的功率不像DS-SS那樣要求的嚴格。改進在傳輸中加入糾錯碼，不僅可以改善“遠近效應”的影響，而且可以在偶爾發(fā)生沖突時，提高系統(tǒng)的性能。2.5多址方式用于多信道共用。多信道共用是指在網內的大量用戶共享若干無限信道。多址技術：主要解決多用戶如何高效共享給定頻譜資源問題。常規(guī)的多址方式有三種：頻分多址(FDMA)時分多址(TDMA)碼分多址(CDMA)頻分多址：是將給定的頻譜資源劃分為若干個等間隔的頻道（或稱信道），供不同的用戶使用。2.5.1頻分多址(FDMA)信道1信道N信道帶寬功率時間信道1信道N信道2信道2收發(fā)間隔移動臺收（基站發(fā)）移動臺發(fā)（基站收）信道帶寬：在模擬移動通信系統(tǒng)，它通常等于傳輸一路模擬話音所需的帶寬。如25kH或30kHz.收發(fā)間隔：|f-F|，f為接受頻率，F為發(fā)射頻率。在頻分雙工(FDD)通信中，fF。為了避免同一部電臺間的干擾，|f-F|必須大于一定的數值。如800MHz頻段，收發(fā)間隔常為45MHz。2.5.2時分多址時分多址：是把時間分割成周期性的貞，每一個貞在分割成若干個時隙。貞和時隙都是不重疊的。在頻分雙工(FDD)方式中，上行鏈路（移動臺到基站）和下行鏈路（基站到移動臺）的幀分別在不同的頻率上。在時分雙工(TDD)方式中，上下行貞在相同的頻率上，各移動臺在上下行貞內只能按指定的時隙向基站發(fā)送信號。下行貞CHNCH2CH1…CHN…CH2CH1CH2上行貞時間CH1CHN時隙下行貞頻率功率TDMA示意圖基站按順序在預定的時隙中向各移動臺發(fā)送信息。保護間隔：由于傳輸移動信號有時延，為保證各移動臺到達基站處的信號不重疊，通常在上行時隙內有保護間隔，在該間隔內不傳輸信號。貞長和貞結構

貞長：

GSM系統(tǒng)：4.6ms(每貞8時隙）

DECT系統(tǒng)：10ms(每貞24時隙）

PACS系統(tǒng)：2.5ms(每貞8時隙）貞結構：

在FDD方式中，上下行鏈路的幀結構可以相同，也可以不同。

在TDD方式中，通常將某一頻率上的一貞中一半的時隙用于移動臺發(fā)，另一半的時隙用于移動臺收，收發(fā)工作在同一頻率上進行。

一幀

時隙123……N信息保護典型結構1典型結構2典型的時隙結構同步控制信息訓練信息保護時隙結構的設計三個主要問題：控制和信令的傳輸信道的多徑的影響系統(tǒng)的同步解決措施：每個時隙中，專門劃出部分比特用于控制和信令信息的傳輸。為便于接收端利用均衡器來克服多徑引起的碼間干擾，在時隙中插入自適應均衡器所需的訓練序列。3.在上行鏈路的每一個時隙中留出一定的保護間隔，即每個時隙中傳輸信號的時間小于時隙的長度。為了便于接收端的同步，在每個時隙中要傳輸同步序列。同步序列和訓練序列可以合二為一。2.5.3碼分多址(CDMA)碼分多址：以擴頻信號為基礎，利用不同的碼型實現不同用戶的信息傳輸。采用直接序列擴頻技術所對應的多址方式為直擴碼分多址(DS-CDMA);采用跳頻擴頻技術所對應的多址方式為跳頻碼分多址(FH-CDMA).下行鏈路采用的正交序列為Walsh序列，來區(qū)分不同信道。Walsh序列的長度為64時，可以有64個正交序列，可以產生64個邏輯信道。使用正交序列的要求：各序列之間完全同步。因此用于基站到移動臺的下行鏈路。移動臺到基站的上行鏈路，通常采用準正交的PN序列如m序列、gold序列，來區(qū)分不同用戶（或信道）。如采用周期為242-1長的m序列形成接入信道和業(yè)務信道。導頻信道尋呼信道尋呼信道業(yè)務信道業(yè)務信道業(yè)務信道業(yè)務信道業(yè)務信道同步信道CDMA下行鏈路（信道）（1.23MHz)171n242555W0W32W1W7W8W31W33W65業(yè)務數據控制子信道(a)基站到移動臺的下行鏈路接入信道接入信道業(yè)務信道業(yè)務信道業(yè)務信道用戶地址1n1255(b)移動臺到基站的上行鏈路導頻信道：用于傳送導頻信息。同步信道：用于傳送同步信息。尋呼信道：供基站在呼叫建立階段傳輸控制信息。接入信道：與正向傳輸(基站到移動臺）的尋戶信道相對應，提供移動臺到基站的傳輸通路。供移動臺發(fā)起呼叫、對基站的尋呼進行響應及向基站發(fā)送登記注冊信息等。DS-CDMA系統(tǒng)的兩個重要特點：存在自身多址干擾。必須采取功率控制方法克服“遠近效應”。1、Geniusonlymeanshard-workingallone'slife.(Mendeleyer,RussianChemist)

天才只意味著終身不懈的努力。20.8.58.5.202011:0311:03:10Aug-2011:032、Ourdestinyoffersnotonlythecupofdespair,butthechaliceofopportunity.(RichardNixon,AmericanPresident)命運給予我們的不是失望之酒，而是機會之杯。二〇二〇年八月五日2020年8月5日星期三3、Patienceisbitter,butitsfruitissweet.(JeanJacquesRousseau,Frenchthinker)忍耐是痛苦的，但它的果實是甜蜜的。11:038.5.202011:038.5.202011:0311:03:108.5.202011:038.5.20204、Allthatyoudo,dowithyourmight;thingsdonebyhalvesareneverdoneright.----R.H.Stoddard,Americanpoet做一切事都應盡力而為，半途而廢永遠不行8.5.20208.5.202011:0311:0311:03:1011:03:105、Youhavetobelieveinyourself.That'sthesecretofsuccess.----CharlesChaplin人必須相信自己，這是成功的秘訣。-Wednesday,August5,2020August20Wednesday,August5,20208/5/20206、Almostanysituation---goodorbad---isaffectedbytheattitudewebringto.----LuciusAnnausSeneca差不多任何一種處境---無論是好是壞---都受到我們對待處境態(tài)度的影響。11時3分11時3分5-Aug-208.5.20207、Althoughtheworldisfullofsuffering,itisfullalsooftheovercomingofit.----HellenKeller,Americanwriter雖然世界多苦難，但是苦難總是能戰(zhàn)勝的。20.8.520.8.520.8.5。2020年8月5日星期三二〇二〇年八月五日8、Formanismanandmasterofhisfate.----Tennyson人就是人，是自己命運的主人11:0311:03:108.5.2020We