移動(dòng)通信第2章調(diào)制解調(diào)

第二章調(diào)制解調(diào)2.1概述無線通信系統(tǒng)框圖：信源電信號(hào)調(diào)制接收機(jī)解調(diào)發(fā)射機(jī)電信號(hào)信宿無線信道噪聲和干擾消息模擬或數(shù)字信號(hào)調(diào)制：把要傳輸?shù)男盘?hào)變換成適合信道傳輸?shù)男盘?hào)的過程。調(diào)制信號(hào)：調(diào)制器的輸入信號(hào)（調(diào)制前）。已調(diào)信號(hào)（調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)）：調(diào)制器的輸出信號(hào)（調(diào)制后）。模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制按調(diào)制信號(hào)形式劃分調(diào)幅(AM)：載波振幅調(diào)頻(FM)：載波頻率調(diào)相(PM)：載波相位隨調(diào)制信號(hào)變化的調(diào)制方式移動(dòng)通信信道的基本特征：1.帶寬有限。2.干擾和噪聲影響大。3.存在多徑衰落。對(duì)調(diào)制的要求：已調(diào)信號(hào)所占的帶寬要窄。經(jīng)調(diào)制解調(diào)后的輸出信噪比(S/N)較大或誤碼率較低。調(diào)制解調(diào)技術(shù)研究的主要內(nèi)容：調(diào)制的原理。已調(diào)信號(hào)的頻譜特性及其產(chǎn)生方法。解調(diào)的原理和實(shí)現(xiàn)方法。解調(diào)后的信噪比或誤碼率性能。2.2模擬移動(dòng)通信的調(diào)制解調(diào)

設(shè)載頻信號(hào)為Uc：載波的振幅；

0：載波的角頻率；：載波初始相位。由于信道快衰落會(huì)使模擬調(diào)幅產(chǎn)生附加調(diào)幅而造成失真，已很少采用。調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)可以寫成如下形式：(t)：載波的瞬時(shí)相位。設(shè)調(diào)制信號(hào)：則調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率與輸入信號(hào)的關(guān)系為：Kf為調(diào)制靈敏度。因而調(diào)頻信號(hào)的形式為Mf：調(diào)制指數(shù)。將式(2-7)展開成級(jí)數(shù)得Jk(mf)：k階第一類貝塞爾函數(shù)。FM信號(hào)的頻譜（mf=2)振幅

2B=2(mf+1)

Uc

Uc/2J1(mf)J1(mf)J0(mf)J2(mf)J2(mf)

c

若以90%能量所包括的譜線寬度作為調(diào)頻信號(hào)的帶寬，則可以證明調(diào)頻信號(hào)的帶寬為Fm=/2為調(diào)制頻率，fm=mf?Fm為調(diào)制頻偏。若以99%能量計(jì)算調(diào)頻信號(hào)的帶寬為

調(diào)頻器積分器調(diào)相器um(t)uFM(t)f0間接調(diào)頻電壓振蕩器VCCum(t)uFM(t)直接調(diào)頻積分器um(t)f0

uPM(t)間接調(diào)相信號(hào)的調(diào)制框圖：調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)框圖：uFM(t)前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)Uc’經(jīng)限幅器限幅后為一常數(shù),大信噪比情況下，即Uc>>V(t)，有鑒頻器的輸出第一項(xiàng)為信號(hào)項(xiàng)，第二項(xiàng)為噪聲項(xiàng)。經(jīng)低通濾波后，信號(hào)的功率為

表示對(duì)u2m(t)進(jìn)行統(tǒng)計(jì)平均。噪聲功率為從而得到輸出信噪比為輸入信噪比為經(jīng)解調(diào)后，信噪比的增益為在小信噪比的情況下，即即Uc<<(t)，由(2-14)此時(shí)沒有信號(hào)單獨(dú)存在，引起“門限效應(yīng)”門限０FMAM同步檢波2.2數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)2.2.1移頻鍵控調(diào)制(FSK)數(shù)字信號(hào)的比特流為{an},an=±1,n=-~+.FSK的輸出信號(hào)形式為

如{an}用數(shù)字信號(hào)u(t)表示，則二進(jìn)制FSK（2FSK)波形為

10010

1

u(t)S(t)=cos(

1t+1)S(t)=cos(2t+2)

令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為

令g(t)的頻譜為G()，P(a=+1)=P(a=-1)=1/2，則S(t)的功率譜表達(dá)式為FSK信號(hào)的帶寬大約為

B=|?2-?1|+2?s(2-26)0?1-?s?1?0?2?2+?s??2-?1Ps(?)?0=(?1+?2)/2FSK信號(hào)的解調(diào)FSK的解調(diào)有包絡(luò)檢波法相干解調(diào)法和非相干解調(diào)法。非相干法包括鑒頻法、非相干匹配濾波器法、差分檢測(cè)法，過零檢測(cè)法等。FSK相位連續(xù)時(shí)，可采用鑒頻器解調(diào)。包絡(luò)檢波法：帶通濾波器帶通濾波器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器比較判決輸入輸出

1

23.非相干解調(diào)法（非相干匹配濾波器法）輸入包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器匹配慮波器匹配慮波器判決電路輸出X1(t)X2(t)4.相干解調(diào)法輸入帶通濾波器低通濾波器相乘器比較判決帶通濾波器相乘器低通濾波器輸出cos(

1t+1)cos(

2t+2)

1

2定時(shí)脈沖y1(t)y2(t)X1(t)X2(t)設(shè)噪聲為加性窄帶高斯噪聲，兩支路的噪聲分別可表示為發(fā)+1時(shí)：發(fā)-1時(shí)：相乘器輸出發(fā)+1時(shí)：發(fā)-1時(shí)：相乘器和低通濾波的輸出為發(fā)+1時(shí)：發(fā)-1時(shí)：誤比特率：P(+1)=p(-1),發(fā)+1時(shí)：輸入信噪比：erfc(x)為互補(bǔ)誤差函數(shù)

FSK調(diào)制方法的主要問題是由于相鄰碼元相位不連續(xù)，頻率跳變將引起較大的功率譜旁瓣，頻譜效率低，因而只能應(yīng)用于低速傳輸系統(tǒng)中。2.2.2最小移頻鍵控MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差

?=?2-?1=1/2Tb它是滿足兩個(gè)頻率?1和?2相互正交（相關(guān)函數(shù)等于0）的最小頻差，并要求，要求FSK信號(hào)的相位連續(xù)，因此調(diào)頻指數(shù)為

Tb：輸入數(shù)據(jù)流的比特寬度MSK滿足兩個(gè)條件：調(diào)頻指數(shù)h=0.5;相位連續(xù)。調(diào)頻指數(shù)h=0.5時(shí)，移頻鍵控信號(hào)具有最小頻偏、最小占有帶寬，并有最好的相干檢測(cè)誤碼性能。由于相位連續(xù)，可以克服一般移頻鍵控碼元交替過程中存在相位跳變，使頻譜的邊帶下降很多，頻譜變窄。

MSK的信號(hào)表達(dá)式為xk是為了保證t=kTb時(shí)相位連續(xù)而加入的相位常量。令為保證相位連續(xù)，在t=kTb時(shí)，將式(2-35)帶入（2-36）得

給定輸入序列{ak}，MSK的相位軌跡如圖所示-1

-1+1–1+1+1+1–1+1ak(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb0-2-3-3-3-4-4xkMSK的可能相位軌跡:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSK信號(hào)表達(dá)式可以正交展開為MSK信號(hào)的調(diào)制在上式展開中sinxk=0，xk取0或±

（模2）。由（2-37）式得因?yàn)?/p>

xk取0或±

（模2），

sinxk-1=0,則ak-1-ak=0,2令k=2l,l=0,1,2,.,上式可以寫成由上式可知，I和Q支路每隔2Tb才有可能改變符號(hào)，兩條支路在碼元錯(cuò)開上Tb秒。

輸入數(shù)據(jù)dk的差分編碼為dk=ak·dk-1

ak=dk·dk-1

若在MSK調(diào)制前，對(duì)數(shù)據(jù)dk進(jìn)行差分編碼，解調(diào)時(shí)，只要對(duì)cosxk和akcosxk進(jìn)行交替取樣就可以恢復(fù)dk

因此由(2-37),(2-38),(2-39)可得MSK信號(hào)的產(chǎn)生框圖:串/并

TbTbdkak差分編碼+-I支路Q支路yMSK(t)cosxkakcosxkMSK的輸入數(shù)據(jù)與各支路數(shù)據(jù)及基帶波形的關(guān)系

-1+1+1-1-1-1-1++1+1+1-1+1-1-1-1+100-2-3-3-34-4-4-4777-7-79

012345678910111213141516

-1-1+1-1+1+1+1-1+1+1+1-1-1-1+1+1-1

+1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1-1-1-1-1-1-1

-1-1+1+1-1-1-1-1+1+1+1+1+1+1-1-1+1

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16Tb

Tb2Tb3Tb4

Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16TbkdkakxkcosxkakcosxkCosxkcos(t/2Tb)akCosxksin(t/2Tb)MSK信號(hào)的單邊功率譜表達(dá)式為0-10-20-30-40-50-600.751.0203.04.0(?-?c)Tb

MSKQPSKMSK的主瓣譜能量大，說明MSK信號(hào)功率譜更加緊湊。優(yōu)點(diǎn)是功率譜主瓣雖然較寬，但旁瓣卻以[(?-?c)Tb]-4規(guī)律迅速下降。MSK調(diào)制比較適合于非線性的和鄰道抑制嚴(yán)格的移動(dòng)信道應(yīng)用。MSK信號(hào)的解調(diào)

采用鑒頻器解調(diào)uFM(t)前置放大器限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)2.MSK信號(hào)相干解調(diào)+-差分譯碼BPFLPFLPF取樣判決取樣判決并/串S(t)Tb鎖相環(huán)12?c+1/Tb鎖相環(huán)22?c-1/Tb

22平方器+dkakdk-1P支路T支路+X(t)Y(t)S1(t)S2(t)I支路Q支路I(t)Q(t)平方器的輸出為鎖相環(huán)鎖定頻率2?c±1/2Tb，相位為零的分量，輸出為

P支路：T支路：分頻器輸出為

P支路：T支路：I支路乘法器輸出為Q支路乘法器輸出為I支路LPF輸出為Q支路LPF輸出為誤比特率各支路的誤碼率為差分譯碼后的誤比特率為Pe=2Ps(1-Ps)(2-43)與FSK性能相比，各支路的碼元寬度為2Tb,誤比特率性能得到了改善，對(duì)應(yīng)的低通濾波器的帶寬減少一半，信噪比提高一倍。2.2.3高斯濾波的最小移頻鍵控由于MSK信號(hào)不能滿足功率譜在鄰道取值低于主瓣峰值的60dB,因此引入GMSK。MSK的輸入信號(hào)GMSK的輸入信號(hào)

不歸零(NRZ)h=0.50預(yù)調(diào)制濾波器FM調(diào)制高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)為高斯函數(shù)Bb:高斯濾波器的3db帶寬.對(duì)單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為

g(t)的波形為g(t)1.00.80.60.40.2BbTb=

0.70.40.3-2TbTb0Tb2Tb

GMSK信號(hào)表達(dá)式為GMSK的可能相位軌跡:(t)3/2

/20-/2--3/2-2-5/2-3Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9TbMSKGMSK采用高斯脈沖串直接調(diào)頻缺點(diǎn)：難以獲得靈敏度和線性統(tǒng)一。調(diào)頻器的不穩(wěn)定影響相干解調(diào)的實(shí)施。事實(shí)上用硬件綜合出符合上述高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)是困難的。因此引入GMSK信號(hào)的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法GMSK信號(hào)的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法GMSK信號(hào)還可以表達(dá)式為制作cos(t)和sin(t)兩張表，對(duì)g(t)進(jìn)行截短，取(2N+1)Tb區(qū)間

(kTb),(t)僅與(2N+1)個(gè)比特有關(guān)，因此

(t)的狀態(tài)為有限?？梢灾谱鱟os

(t)和sin

(t)兩張表。g(t)an(2N+1)Tb正交調(diào)制法地址產(chǎn)生cos[(t)]表象限計(jì)數(shù)器sin[(t)]D/AD/ALPFLPF

cos(

ct)sin(ct)數(shù)據(jù)輸入cos(t)sin

(t)y(t)S(t)頻譜衰落和鄰道干擾情況見書中圖（2-15）和（2-16）在GSM系統(tǒng)中，要求在(?-?c)Tb=1.5時(shí)，功率譜密度低于60dB。在BbTb時(shí)，

?Tb(

?為信道間隔）越大，鄰道干擾越小。?Tb一定時(shí)，BbTb越

小，鄰道干擾就月小。GMSK信號(hào)的解調(diào)

解調(diào)方法：差分檢測(cè)、相干檢測(cè)和鑒頻檢測(cè)。解調(diào)方法比較：在移動(dòng)通信中，由于存在多徑衰落，相干解調(diào)的相干載波形難以提??；鑒頻檢測(cè)(非相干檢測(cè))性能不理想；差分檢測(cè)不需要恢復(fù)相干載波波形，在多徑傳播條件下是的一種較好的方案。差分檢測(cè)有一比特差分檢測(cè)和二比特差分檢測(cè)。1.一比特延遲差分中頻濾波器輸出信號(hào)為R(t)：時(shí)變包絡(luò)

c：中頻載波角頻率(t)：附加相位GMSKak中頻濾波器遲延Tb相移LPF取樣判決S1F(t)經(jīng)遲延和相移輸出為相乘器的輸出為低通濾波器LPF輸出為當(dāng)

cTb=k(2)(k為整數(shù))時(shí)，R(t)和R(t-Tb)是信號(hào)的包絡(luò)，永為正值，（b)決定了Y(t)的極性，令判決門限為零，則判決規(guī)則為：Y(t)>0判為“+1”Y(t)<0判為“-1”則可恢復(fù)ak=ak.

(t)增大時(shí)(Tb)為正，sin>0,判為“+1”；(t)減小時(shí)(Tb)為負(fù)，sin<0，判為“-1”。即：輸入“+1”時(shí)，(t)增大;輸入“-1”時(shí)，(t)減小.2.二比特延遲差分檢測(cè)中頻輸出為中頻濾波器遲延2TbLPF取樣判決GMSKakS1F(t)LPF輸出為當(dāng)

cTb=k(2)(k為整數(shù))時(shí)，插入限幅器，去掉振幅的影響。上式{?}中第一項(xiàng)為偶函數(shù)，不反映極性的變化，可作為直流分量，并將判決門限增加相應(yīng)的值。上式{?}中第二項(xiàng)作為判決依據(jù)。判決規(guī)則為Y(t)>

判為“+1”Y(t)<

判為“-1”式(2-55){?}的第二項(xiàng)為sin[(t)-(t-Tb)]對(duì)應(yīng)ak經(jīng)差分編碼后的cksin[(t-Tb)-(t-2Tb)]對(duì)應(yīng)于ck-1

ck·ck-1ck

ck-1

ck=ak

ck-1

ak=ck

ck-1則相應(yīng)在發(fā)端，需要對(duì)原始數(shù)據(jù)進(jìn)行差分編碼性能：見書圖(2-20)、(2-21)。二比特延遲差分檢測(cè)的誤碼率特性優(yōu)于相干解調(diào)的誤碼率特性；二比特延遲差分檢測(cè)的誤碼性能優(yōu)于一比特延遲差分檢測(cè)的誤碼性能。高斯濾波FM(h=0.5)遲延Tbakck2.3數(shù)字相位調(diào)制2.3.1移相鍵控調(diào)制(PSK)移相鍵控是利用載波相位變化來傳遞信息的。優(yōu)點(diǎn)：抗干擾性能好；頻譜利用率高。適用于中、高速數(shù)字傳輸?shù)恼{(diào)制方式。

數(shù)字信號(hào)的比特流為{an},an=±1,n=-~+.則PSK的信號(hào)形式為S(t)還可以表示為設(shè)g(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，頻譜為G(),P(+1)=P(-1),則PSK信號(hào)的功率譜為PSK信號(hào)的調(diào)制二相信號(hào)的產(chǎn)生（絕對(duì)相移）直接調(diào)相法。環(huán)形調(diào)制器載波cos(

ct)調(diào)制信號(hào)an2PSK2.相位選擇法0振蕩器倒相器門電路(1)門電路（2）倒相器+

基帶信號(hào)2PSK信號(hào)輸出PSK解調(diào)可采用相干解調(diào)和差分解調(diào)1.相干解調(diào)y(t)>0判決為“+1”y(t)<0判決為“-1”輸出an輸入(anA/2)(1+cos2

ct)帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器抽樣時(shí)鐘cos(

ct)anAcos(

ct)y(t)=anA/22.差分相干解調(diào)乘法器的輸出為抽樣時(shí)鐘輸入帶通濾波器遲延器Tb

低通濾波器抽樣判決器輸出akanAcos

ctS(t-Tb)X(t)Y(t)低通濾波器的輸出為y(t)>0判決為“+1”y(t)<0判決為“-1”誤比特率

輸入噪聲為窄帶高斯噪聲，P(+1)=P(-1)下相干解調(diào)后的誤比特率a為接收信號(hào)的幅值。差分相干解調(diào)的誤比特率為FSK誤比特率為在相同誤比特率時(shí)，PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB，PSK的性能優(yōu)于FSK2.3.2四相相移鍵控調(diào)制(QPSK)和交錯(cuò)四相相移鍵控調(diào)制(OQPSK)四相相移鍵控調(diào)制是二相的推廣，用四個(gè)相位的正弦振蕩表示不同的數(shù)字信息。1.四相相移(QPSK)生成2.交錯(cuò)四相相移鍵控調(diào)制(OQPSK)an串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-S(t)I支路Q支路串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-anS(t)TbI支路Q支路當(dāng)anan-1=+1+1時(shí)an=“+1”或“-1”，令n=2k+1，

k=±/4,±3/4在QPSK的碼元速率與PSKd的比特速率相等時(shí)，QPSK信號(hào)可以看成是兩個(gè)PSK信號(hào)之和，因而它具有PSK信號(hào)的頻譜特征和誤比特率。QPSK和OQPSK信號(hào)的星象圖QI+1+1-10QI+1+1-10QPSKOQPSK-1-1QPSK信號(hào)的解調(diào)和誤碼性能一般采用相干解調(diào)，框圖如下：誤碼率取樣判決積分并/串取樣判決積分Π/2載波恢復(fù)QQPSK二進(jìn)制信號(hào)I定時(shí)QPSK和OQPSK的比較

由于OQPSK在Q支路上加入了一個(gè)比特的時(shí)延，使得兩個(gè)支路的數(shù)據(jù)不會(huì)同時(shí)發(fā)生變化，因而OQPSK不可能像QPSK那樣產(chǎn)生±

的相位跳變，僅產(chǎn)生±/2的相位跳變，因此OQPSK的頻譜旁瓣要低于QPSK信號(hào)的旁瓣，OQPSK信號(hào)對(duì)鄰道的輻射要小，抗干擾能力強(qiáng)，但傳輸速率低。

2.3.3/4-DQPSK調(diào)制/4-DQPSK對(duì)QPSK的改進(jìn)：改善了/4-DQPSK的頻譜特性；解調(diào)方式可采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)(QPSK只能采用相干解調(diào)）/4-DQPSK的相干調(diào)制/4-DQPSK信號(hào)串/并變換差分相位編碼LPFLPF

放大cos(

ct)sin(

ct)+-UkVkSISq輸入數(shù)據(jù)輸出信號(hào)/4-DQPSK串/并交換編碼電路延遲電路（Tb)相位選擇器8選1電路8相載波發(fā)生器0/4

7/4SISQ

AkBkCk地址碼發(fā)生器數(shù)字式選擇相位法/4-DQPSK調(diào)制平方根升余弦?guī)V波已調(diào)信號(hào)

k：當(dāng)前碼元附加相位。

k-1：前一碼元附加相位。

k：當(dāng)前碼元相位跳變量。

k=k-1+k（2-65）Uk=cos

k=cos(

k-1+k)

=cos

k-1cos

k-sin

k-1sin

k(2-66)Vk=sin

k=sin(

k-1+k)

=sin

k-1cos

k+cos

k-1sin

k(2-67)其中Uk-1=cos

k-1，Vk-1=sin

k-1，則

Uk=Uk-1

cos

k-Vk-1sin

k

Vk=Vk-1

cos

k-Uk-1sin

k(2-68)

/4-DQPSK相位跳變規(guī)則

SISQ

kcosksink

11/41/21/2-113/4-1/21/2-1-1-3/4-1/2-1/21-1-/4-1/2-1/2/4-DQPSK的相位關(guān)系見書圖（2-27）Uk和Vk可能的取值為五種取值。如為使已調(diào)信號(hào)功率譜更加平坦，要求調(diào)制器中的LPF具有相位線性特性、平方根生余弦頻率響應(yīng)即，為滾降因子。設(shè)該濾波器的矩形脈沖響應(yīng)函數(shù)為g(t)，則/4-DQPSK信號(hào)為線性調(diào)制升余弦滾降傳輸特性H()=H0()+H1()H()是對(duì)截止頻率b的理想低通H0()按H1()的滾降特性進(jìn)行“圓滑”得到的，H1(對(duì)于b具有對(duì)稱的幅度特性，其上、下截止角頻率分別為b+1、b-1。升余弦滾降傳輸特性H1()采用余弦函數(shù)，則/4-DQPSK信號(hào)的解調(diào)相干檢測(cè)差分檢測(cè)鑒頻檢測(cè)

2.4擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)有關(guān)擴(kuò)頻通信技術(shù)的觀點(diǎn)是在1941年由好萊塢女演員HedyLamarr和鋼琴家GeorgeAntheil提出的?；趯?duì)魚雷控制的安全無線通信的思路，他們申請(qǐng)了美國(guó)專利#2.292.387。不幸的是，當(dāng)時(shí)該技術(shù)并沒有引起美國(guó)軍方的重視，直到十九世紀(jì)八十年代才引起關(guān)注，將它用于敵對(duì)環(huán)境中的無線通信系統(tǒng)。解決了短距離數(shù)據(jù)收發(fā)信機(jī)、如：衛(wèi)星定位系統(tǒng)、移動(dòng)通信系統(tǒng)、WLAN和藍(lán)牙技術(shù)等應(yīng)用的關(guān)鍵問題。擴(kuò)頻技術(shù)也為提高無線電頻率的利用率提供幫助。

擴(kuò)頻技術(shù)：擴(kuò)頻是通過注入一個(gè)更高頻率的信號(hào)將基帶信號(hào)擴(kuò)展到一個(gè)更寬的頻帶內(nèi)的射頻通信系統(tǒng)，即發(fā)射信號(hào)的能量被擴(kuò)展到一個(gè)更寬的頻帶內(nèi)使其看起來如同噪聲一樣。既把序列（也稱為碼或索引）加入到通信信道，插入序列的方式正好定義了所討論的擴(kuò)頻技術(shù)（直接序列擴(kuò)頻或跳頻擴(kuò)頻技術(shù)）。術(shù)語“擴(kuò)頻”指將信號(hào)帶寬擴(kuò)展幾個(gè)數(shù)量級(jí)，在信道中加入序列即可實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻。優(yōu)點(diǎn)：抗干擾、抗多徑。a.窄帶干擾只能干擾擴(kuò)頻信號(hào)的一小部分，可通過合適的窄帶濾波器剔除干擾;b.寬貸信號(hào)具有頻率選擇性；c.延時(shí)產(chǎn)生的PN序列和原始PN序列相關(guān)性小，可以認(rèn)為上另一用戶，而被接收機(jī)忽略。隱蔽、保密。所有用戶使用相同的頻率，無須進(jìn)行頻率規(guī)劃。頻譜利用率：在多用戶接入環(huán)境中(MAI)，頻譜利用率是很高的。2.4.1PN碼序列PN序列：又稱偽隨即序列Pseudorandom-Noise)，在一個(gè)周期內(nèi)它的自相關(guān)特性與白噪聲的自相關(guān)特性相似，它是預(yù)先可知的。性質(zhì)：在性質(zhì)上與隨即序列有相同的性質(zhì)。如在一個(gè)周期內(nèi)，序列“0”和“1”的個(gè)數(shù)相同;不同序列段具有很小的相關(guān)性；任意兩個(gè)序列有很小的相關(guān)性等。PN序列的生成：反饋邏輯電路f(x)移位寄存器1移位寄存器2移位寄存器3移位寄存器mPN序列輸出時(shí)鐘圖：m級(jí)線性反饋移位寄存器反饋函數(shù)輸出序列取決于寄存器的初始狀態(tài)和反饋函數(shù)f(x)。該移位寄存器生成的序列稱m序列。長(zhǎng)度：2m-1。

2.4.2直接序列擴(kuò)頻(DS-SS)對(duì)單用戶，調(diào)制信號(hào)為M(t):數(shù)據(jù)序列。是一串非重疊的矩形波，幅值為“+1”或“-1”，寬度Ts； p(t)：PN序列,是矩形波形，每一脈沖代表一個(gè)時(shí)間片，幅值為“+1”或“-1”，寬度Tc；Ts/Tc是一整數(shù)?c:載波頻率；：載波初始相位。

設(shè)S(t)的帶寬為Wss;m(t)cos(ct+)的帶寬為B，Wss>>B，p(t)的帶寬也遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于B二進(jìn)制調(diào)制DS-SS發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中頻寬帶濾波器相干PSK或差分PSK解調(diào)器PN碼產(chǎn)生器同步系統(tǒng)數(shù)據(jù)輸出SI(t)數(shù)據(jù)序列PN碼寄存器碼片時(shí)鐘BPF振蕩器?c已調(diào)信號(hào)S(t)SI(t)具有２PSK的性質(zhì)，通過解調(diào)得到m(t)。信號(hào)及干擾的頻譜干擾信號(hào)干擾信號(hào)處理增益PG發(fā)射機(jī)中BPF輸出接收機(jī)中乘法器輸出處理增益為排除干擾能力與處理增益有關(guān)PG，PG越大，壓制帶內(nèi)干擾的能力越強(qiáng)。2.4.3跳頻擴(kuò)頻技術(shù)(FH-SS）跳頻擴(kuò)頻技術(shù)：通過看似隨機(jī)的載波跳頻達(dá)到傳輸數(shù)據(jù)的目的。在每一個(gè)信道上，發(fā)射機(jī)再一次跳頻前的一小串的傳輸數(shù)據(jù)在窄帶內(nèi)按傳統(tǒng)的調(diào)制技術(shù)（通常為FSK）進(jìn)行傳輸。跳躍發(fā)生在信道上，并跨越一系列信道。跳躍集：一串可能的跳躍序列。瞬間帶寬：跳躍集所在的信道帶寬。跳頻總帶寬：跳躍中所跨越的頻譜。單信道調(diào)制：跳躍中每一個(gè)信道采用一個(gè)基本載波頻率調(diào)制。跳變持續(xù)時(shí)間：跳變之間的時(shí)間，用Th

表示。信號(hào)沖突（碰撞）：在相同時(shí)刻、相同信道上，一個(gè)非預(yù)測(cè)信號(hào)占據(jù)了跳頻信道，傳輸信與非預(yù)測(cè)信號(hào)發(fā)生沖突。跳頻技術(shù)分快、慢跳頻兩種：快跳頻：在發(fā)送序列每一位時(shí)發(fā)生多次跳頻。慢跳頻：在發(fā)送序列一位或多位后的時(shí)間間隔內(nèi)進(jìn)行跳頻。單信道調(diào)制(FH)系統(tǒng)數(shù)據(jù)跳頻信號(hào)調(diào)制器振蕩器碼時(shí)鐘頻率合成器PN碼生成器發(fā)射機(jī)帶寬濾波頻率合成器PN碼生成器解調(diào)器BPF同步系統(tǒng)解跳信號(hào)數(shù)據(jù)跳頻信號(hào)接收機(jī)2.4.4直擴(kuò)的性能K個(gè)用戶接入的直擴(kuò)系統(tǒng)，Ts/Tc=N，第k個(gè)用戶的傳輸信號(hào)表達(dá)式為PNk(t)cos(

ct+k)

1

k

PN1(t)cos(

ct+1)m1(t)mk(t)r(t)…CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)k個(gè)用戶模型單個(gè)用戶接收機(jī)接收過程是通過對(duì)信號(hào)序列進(jìn)行參量估計(jì)得出結(jié)果。對(duì)第一個(gè)用戶的第i位進(jìn)行的變量估計(jì)為

判決r(t)PN1(t)2cos(

ct+1)m’(t)若m1,i=-1，Zi(1)>0，則錯(cuò)誤概率為P[Zi(1)>0|m1,i=-1]由于接收信號(hào)r(t)是信號(hào)的線性集成，則Zi(1)可以表示為I1：是第一個(gè)用戶接收到的信號(hào)響應(yīng)。

：是除第一個(gè)用戶外，其余K-1個(gè)用戶造成的總接入干擾。：是反映其它噪聲影響的高斯隨機(jī)變量。的均值為零，方差為E[2]=N0Ts/4。Ik表示來自第k個(gè)用戶的干擾假設(shè)Ik是由第k個(gè)干擾在某一整位N個(gè)時(shí)間的隨機(jī)組成，則是隨機(jī)過程。采用高斯表達(dá)式得到平均誤比特率為

若Eb/N0趨向于無窮大，則上式為Pe是錯(cuò)誤率的低線，是假設(shè)個(gè)各接入干擾強(qiáng)度大小相同的情況，沒有考慮“遠(yuǎn)近效應(yīng)”和系統(tǒng)的熱噪聲等。2.4.5跳頻擴(kuò)頻的性能

在FH-SS系統(tǒng)中，幾個(gè)用戶獨(dú)立地采用2FSK調(diào)制在它們的頻帶上跳躍。假設(shè)任何兩個(gè)用戶不會(huì)在同一個(gè)信道中發(fā)生沖突，則2FSK系統(tǒng)的誤比特率為若兩個(gè)信號(hào)發(fā)生沖突，則按0.5的概率進(jìn)行分配，總的錯(cuò)誤概率為Ph：碰撞概率（可預(yù)先得到）。若有M個(gè)信道，那么在用戶的接收信道時(shí)間片上有1/M的發(fā)生碰撞的可能性。若有(K-1)個(gè)用戶干擾，那么在接收信道上，至少有發(fā)生一個(gè)沖突的可能性，此時(shí)，Ph為若M很大，則當(dāng)K=1特殊情況下，錯(cuò)誤概率如式(2-81)所示，是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的2FSK錯(cuò)誤概率。假設(shè)Eb/N0趨向于無窮大，式(2-84)表示為給出了對(duì)多重干擾來說，不可避免的錯(cuò)誤概率以上的分析是假設(shè)用戶的跳頻會(huì)同步發(fā)生的，稱為時(shí)隙跳頻。多數(shù)FH-SS系統(tǒng)并非如此，即使兩個(gè)獨(dú)立用戶的時(shí)鐘能夠同步，不同的傳輸路徑會(huì)造成不同的時(shí)延，因此異步情況下，發(fā)生沖突的可能性為Nb：每次跳變的傳輸數(shù)據(jù)數(shù)。將式(2-86)與（2-83）比較，異步情況下發(fā)生沖突的概率增大，在異步情況下，錯(cuò)誤概率為與DS-SS系統(tǒng)相比，F(xiàn)H-SS系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)能抗“遠(yuǎn)近效應(yīng)”，但不能完全避免。信號(hào)一般不使用同一頻率，接收機(jī)的功率不像DS-SS那樣要求的嚴(yán)格。改進(jìn)在傳輸中加入糾錯(cuò)碼，不僅可以改善“遠(yuǎn)近效應(yīng)”的影響，而且可以在偶爾發(fā)生沖突時(shí)，提高系統(tǒng)的性能。2.5多址方式用于多信道共用。多信道共用是指在網(wǎng)內(nèi)的大量用戶共享若干無限信道。多址技術(shù)：主要解決多用戶如何高效共享給定頻譜資源問題。常規(guī)的多址方式有三種：頻分多址(FDMA)時(shí)分多址(TDMA)碼分多址(CDMA)頻分多址：是將給定的頻譜資源劃分為若干個(gè)等間隔的頻道（或稱信道），供不同的用戶使用。2.5.1頻分多址(FDMA)信道1信道N信道帶寬功率時(shí)間信道1信道N信道2信道2收發(fā)間隔移動(dòng)臺(tái)收（基站發(fā)）移動(dòng)臺(tái)發(fā)（基站收）信道帶寬：在模擬移動(dòng)通信系統(tǒng)，它通常等于傳輸一路模擬話音所需的帶寬。如25kH或30kHz.收發(fā)間隔：|f-F|，f為接受頻率，F(xiàn)為發(fā)射頻率。在頻分雙工(FDD)通信中，fF。為了避免同一部電臺(tái)間的干擾，|f-F|必須大于一定的數(shù)值。如800MHz頻段，收發(fā)間隔常為45MHz。2.5.2時(shí)分多址時(shí)分多址：是把時(shí)間分割成周期性的貞，每一個(gè)貞在分割成若干個(gè)時(shí)隙。貞和時(shí)隙都是不重疊的。在頻分雙工(FDD)方式中，上行鏈路（移動(dòng)臺(tái)到基站）和下行鏈路（基站到移動(dòng)臺(tái)）的幀分別在不同的頻率上。在時(shí)分雙工(TDD)方式中，上下行貞在相同的頻率上，各移動(dòng)臺(tái)在上下行貞內(nèi)只能按指定的時(shí)隙向基站發(fā)送信號(hào)。下行貞CHNCH2CH1…CHN…CH2CH1CH2上行貞時(shí)間CH1CHN時(shí)隙下行貞頻率功率TDMA示意圖基站按順序在預(yù)定的時(shí)隙中向各移動(dòng)臺(tái)發(fā)送信息。保護(hù)間隔：由于傳輸移動(dòng)信號(hào)有時(shí)延，為保證各移動(dòng)臺(tái)到達(dá)基站處的信號(hào)不重疊，通常在上行時(shí)隙內(nèi)有保護(hù)間隔，在該間隔內(nèi)不傳輸信號(hào)。貞長(zhǎng)和貞結(jié)構(gòu)

貞長(zhǎng)：

GSM系統(tǒng)：4.6ms(每貞8時(shí)隙）

DECT系統(tǒng)：10ms(每貞24時(shí)隙）

PACS系統(tǒng)：2.5ms(每貞8時(shí)隙）貞結(jié)構(gòu)：

在FDD方式中，上下行鏈路的幀結(jié)構(gòu)可以相同，也可以不同。

在TDD方式中，通常將某一頻率上的一貞中一半的時(shí)隙用于移動(dòng)臺(tái)發(fā)，另一半的時(shí)隙用于移動(dòng)臺(tái)收，收發(fā)工作在同一頻率上進(jìn)行。

一幀

時(shí)隙123……N信息保護(hù)典型結(jié)構(gòu)1典型結(jié)構(gòu)2典型的時(shí)隙結(jié)構(gòu)同步控制信息訓(xùn)練信息保護(hù)時(shí)隙結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)三個(gè)主要問題：控制和信令的傳輸信道的多徑的影響系統(tǒng)的同步解決措施：每個(gè)時(shí)隙中，專門劃出部分比特用于控制和信令信息的傳輸。為便于接收端利用均衡器來克服多徑引起的碼間干擾，在時(shí)隙中插入自適應(yīng)均衡器所需的訓(xùn)練序列。3.在上行鏈路的每一個(gè)時(shí)隙中留出一定的保護(hù)間隔，即每個(gè)時(shí)隙中傳輸信號(hào)的時(shí)間小于時(shí)隙的長(zhǎng)度。為了便于接收端的同步，在每個(gè)時(shí)隙中要傳輸同步序列。同步序列和訓(xùn)練序列可以合二為一。2.5.3碼分多址(CDMA)碼分多址：以擴(kuò)頻信號(hào)為基礎(chǔ)，利用不同的碼型實(shí)現(xiàn)不同用戶的信息傳輸。采用直接序列擴(kuò)頻技術(shù)所對(duì)應(yīng)的多址方式為直擴(kuò)碼分多址(DS-CDMA);采用跳頻擴(kuò)頻技術(shù)所對(duì)應(yīng)的多址方式為跳頻碼分多址(FH-CDMA).下行鏈路采用的正交序列為Walsh序列，來區(qū)分不同信道。Walsh序列的長(zhǎng)度為64時(shí)，可以有64個(gè)正交序列，可以產(chǎn)生64個(gè)邏輯信道。使用正交序列的要求：各序列之間完全同步。因此用于基站到移動(dòng)臺(tái)的下行鏈路。移動(dòng)臺(tái)到基站的上行鏈路，通常采用準(zhǔn)正交的PN序列如m序列、gold序列，來區(qū)分不同用戶（或信道）。如采用周期為242-1長(zhǎng)的m序列形成接入信道和業(yè)務(wù)信道。導(dǎo)頻信道尋呼信道尋呼信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道同步信道CDMA下行鏈路（信道）（1.23MHz)171n242555W0W32W1W7W8W31W33W65業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)控制子信道(a)基站到移動(dòng)臺(tái)的下行鏈路接入信道接入信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道業(yè)務(wù)信道用戶地址1n1255(b)移動(dòng)臺(tái)到基站的上行鏈路導(dǎo)頻信道：用于傳送導(dǎo)頻信息。同步信道：用于傳送同步信息。尋呼信道：供基站在呼叫建立階段傳輸控制信息。接入信道：與正向傳輸(基站到移動(dòng)臺(tái)）的尋戶信道相對(duì)應(yīng)，提供移動(dòng)臺(tái)到基站的傳輸通路。供移動(dòng)臺(tái)發(fā)起呼叫、對(duì)基站的尋呼進(jìn)行響應(yīng)及向基站發(fā)送登記注冊(cè)信息等。DS-CDMA系統(tǒng)的兩個(gè)重要特點(diǎn)：存在自身多址干擾。必須采取功率控制方法克服“遠(yuǎn)近效應(yīng)”。1、Geniusonlymeanshard-workingallone'slife.(Mendeleyer,RussianChemist)

天才只意味著終身不懈的努力。20.8.58.5.202011:0311:03:10Aug-2011:032、Ourdestinyoffersnotonlythecupofdespair,butthechaliceofopportunity.(RichardNixon,AmericanPresident)命運(yùn)給予我們的不是失望之酒，而是機(jī)會(huì)之杯。二〇二〇年八月五日2020年8月5日星期三3、Patienceisbitter,butitsfruitissweet.(JeanJacquesRousseau,Frenchthinker)忍耐是痛苦的，但它的果實(shí)是甜蜜的。11:038.5.202011:038.5.202011:0311:03:108.5.202011:038.5.20204、Allthatyoudo,dowithyourmight;thingsdonebyhalvesareneverdoneright.----R.H.Stoddard,Americanpoet做一切事都應(yīng)盡力而為，半途而廢永遠(yuǎn)不行8.5.20208.5.202011:0311:0311:03:1011:03:105、Youhavetobelieveinyourself.That'sthesecretofsuccess.----CharlesChaplin人必須相信自己，這是成功的秘訣。-Wednesday,August5,2020August20Wednesday,August5,20208/5/20206、Almostanysituation---goodorbad---isaffectedbytheattitudewebringto.----LuciusAnnausSeneca差不多任何一種處境---無論是好是壞---都受到我們對(duì)待處境態(tài)度的影響。11時(shí)3分11時(shí)3分5-Aug-208.5.20207、Althoughtheworldisfullofsuffering,itisfullalsooftheovercomingofit.----HellenKeller,Americanwriter雖然世界多苦難，但是苦難總是能戰(zhàn)勝的。20.8.520.8.520.8.5。2020年8月5日星期三二〇二〇年八月五日8、Formanismanandmasterofhisfate.----Tennyson人就是人，是自己命運(yùn)的主人11:0311:03:108.5.2020We