PSR電源設(shè)計(jì)資料

1、目前比較流行的低成本、超小占用空間方案設(shè)計(jì)基本都是采用PSR原邊反饋反激式，通過(guò)原邊反饋穩(wěn)壓省掉電壓反饋環(huán)路(TL431和光耦)和較低的 EMC畐射省掉Y電容，不僅省成本而且省空間，得到很多電源工程師采用。比較是新技術(shù)，目前針對(duì) PSR原邊反饋開(kāi)關(guān)電源方案設(shè)計(jì)的相關(guān)訊息在行業(yè)中欠缺。下面結(jié)合實(shí)際來(lái)講講我對(duì) PSR原邊反饋開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的“獨(dú)特”方法一一以實(shí)際為基礎(chǔ)。要求條件：全電壓輸入，輸出5V/1A，符合能源之星2之標(biāo)準(zhǔn)，符合IEC60950和EN55022安規(guī)及EMC標(biāo)準(zhǔn)。 因充電器為了方便攜帶，一般都要求小體積，所以針對(duì) 5W 的開(kāi)關(guān)電源充電器一般都采用體積較小的EFD-15和EPC13勺

2、變壓器，此類變壓器按常規(guī)計(jì)算方式可能會(huì)認(rèn)為CORE太小，做不到，如果現(xiàn)在還有人這樣認(rèn)為，那你就OUT了。磁芯以確定，下面就分別講講采用EFD15和 EPC13勺變壓器設(shè)計(jì)5V/1A 5W的電源變壓器。1. EFD15 變壓器設(shè)計(jì)目前針對(duì)小變壓器磁芯，特別是小公司基本都無(wú)從得知CORE的 B/H曲線，因PSR線路對(duì)變壓器漏感有所要求。所以從對(duì)變壓器作最小漏感設(shè)計(jì)入手：已知輸出電流為1A, 5W功率較小，所以銅線的電流密度選8A/mm2,次級(jí)銅線直徑為：SQRT(1/8/3.14)*2=,n r2 =I/J-r 2 =I/(J n ) r=sqrt(1/(8*)=通過(guò)測(cè)量或查詢 BOBBIN資料可

3、以得知，EFD15的 BOBBIN的幅寬為。因次級(jí)采用三重絕緣線，的三重絕緣線實(shí)際直徑為 .為了減小漏感把次級(jí)線圈設(shè)計(jì)為1整層，次級(jí)雜數(shù)為：=,取15Ts.因IC內(nèi)部一般內(nèi)置 VDS耐壓600650V的MOS考慮到漏感尖峰，需留50100V的應(yīng)力電壓余量，所以反射電壓需控制在100V以內(nèi)，得： (Vout+VF)*n100, 即： n100/ (5+1) ,n,取 n=, 得初級(jí)匝數(shù) NP=15*=取 NP=248 代入上式驗(yàn)證，(Vout+VF) *(NP/NS)100,即(5+1)*(248/15)=100, 成立。確定 NP=248Ts.假設(shè)：初級(jí)248Ts在BOBBIN上采用分3層來(lái)繞

4、，因多層繞線考慮到出線間隙和次層以上不均 勻，需至少留 1Ts 余量(間隙) 。得：初級(jí)銅線可用外徑為： (248/3+1)= ，對(duì)應(yīng)的實(shí)際銅線直徑為，太小(小于不易繞制) 不可取。假設(shè)：初級(jí)248TS在BOBBIN上采用分4層來(lái)繞，初級(jí)銅線可用外徑為： (248/4+1)= ，對(duì)應(yīng)的銅線直徑為，實(shí)際可用銅線直徑取。IC的VCC電壓下限一般為1012V,考慮到至少留3V余量，取VCC電壓為15V左右, 得：NV=Vn v/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=, 取 38Ts.因PSR采用NV線圈穩(wěn)壓，所以 NV的漏感也需控制，仍然按整層設(shè)計(jì)，得：NV線徑=(38+1)=,對(duì)應(yīng)的銅

5、線直徑為，實(shí)際可用銅線直徑取。也可采用雙線并饒。先上圖：此線路是采用目前兼容很多國(guó)內(nèi)品牌IC的回路，如：OB2535 CR6235PSR線路設(shè)計(jì)需特別注意以下幾處：1. RCD 吸收回路，即：R2,C4,D2,R62. Vcc 供電和電壓檢測(cè)回路 , 即： D3,R3,R4,R10,C23. 輸出回路 , 即： C3,C7,D5,R11,LED1下面分別說(shuō)明以上幾點(diǎn)需注意的地方1. RCD 吸收回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此 RCD回路比普通的 PWh回路的RCD多了一個(gè)R6電阻， 或許有人會(huì)忽略他的作用，但實(shí)際它對(duì)產(chǎn)品的穩(wěn)定性起著很大的作用?？聪聢DVDS的波形：當(dāng)開(kāi)關(guān)管截止

6、后因漏感引起的振玲會(huì)隨漏感的增大而使電壓跌得更低， 更低的電壓回復(fù)需要更長(zhǎng)的時(shí)間，VDS的波形此時(shí)和 VCC勺波形是同步的，PSR僉測(cè)電壓是通過(guò)IC內(nèi)部延時(shí)46uS避開(kāi)這個(gè)振玲來(lái)檢測(cè)后面相對(duì)平滑的電壓， 電壓恢復(fù)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)導(dǎo)致 IC 檢測(cè)開(kāi)始時(shí)檢測(cè)到的是振玲處的電壓， 最總導(dǎo)致的結(jié)果是輸出電壓不穩(wěn)定，甚至蕩機(jī)。當(dāng)然也有因變壓器漏感比較小，無(wú)此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。此電阻的取值與 RCD回路和EMC噪音有關(guān)，一般建議取值為150510R,推薦使用220330R, D2建議使用恢復(fù)時(shí)間較慢的 1N4007具體可根據(jù)漏感結(jié)合 RCD來(lái)調(diào)試。2. Vcc供電和電壓檢測(cè)回路,即：D3,R3

7、,R4,R10,C2R4與 R10的取值是根據(jù)IC的VFB來(lái)計(jì)算的。但阻值取值對(duì)一般 USB直接輸出的產(chǎn)品來(lái)說(shuō)，以IFB=左右來(lái)計(jì)算。若為帶線式產(chǎn)品，因考慮到線損帶來(lái)的負(fù)載調(diào)整率差，可保持VFB電壓不變，同時(shí)增大 R4和R10的阻值，減小IFB的電流，具體 IFB 的電流取值需根據(jù)輸出線材的壓降來(lái)調(diào)試，如設(shè)計(jì)為 5V/1A 的產(chǎn)品，假設(shè)輸出空載為， 調(diào)試的最佳狀態(tài)是負(fù)載時(shí)，輸出電壓達(dá)到最低值，如，再增加負(fù)載，電壓會(huì)因 IC 內(nèi)部補(bǔ)償功能喚醒使輸出電壓回升，當(dāng)負(fù)載達(dá)到時(shí)，輸出電壓回升到左右。之前有做過(guò)一款輸出 5V/1A 線長(zhǎng)米的產(chǎn)品，設(shè)計(jì)時(shí) IFB=，輸出空載在左右，負(fù)載時(shí)輸出為左右，負(fù)載1A

8、時(shí)輸出為左右。聽(tīng)很多PSR IC的FAE說(shuō)過(guò)，PIN1腳的C5也有此功能，但實(shí)際應(yīng)用效果不明顯。D3應(yīng)該大家都知道要用恢復(fù)時(shí)間較快的FR107。R3和C2需取相對(duì)較小的值，R3在 VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對(duì)PW戦路來(lái)講，其取值需相對(duì)較小，不大于10R, 般取。C2取值不大于10UF, 般取。因?yàn)殡娫撮_(kāi)啟和負(fù)載切換時(shí)，VFB的電壓會(huì)因C2的容量增大和 R3勺限流作用導(dǎo)致拉低，從而使輸出產(chǎn)生電壓尖峰。若更嚴(yán)重得導(dǎo)致PSR延時(shí)檢測(cè)開(kāi)啟而 VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會(huì)更高。3. 輸出回路 , 即： C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是輸出的假負(fù)載，為避免

9、IC在空載進(jìn)入間歇模式導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定而設(shè)置的。D5的作用是防止回授失效而設(shè)置的過(guò)壓保護(hù)，一般取值為。C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來(lái)防止 PSRIC在延時(shí)檢測(cè)未開(kāi)啟前輸出電壓不 受控而過(guò)沖。若容量不夠，會(huì)導(dǎo)致輸出電壓過(guò)沖而被D5甘位，被D5甘位到后會(huì)導(dǎo)致反饋線圈的電壓也上升，從而出現(xiàn)輸出電壓持續(xù)在左右，且有功率損耗，D5會(huì)嚴(yán)重發(fā)熱，但不會(huì)馬上損壞。曾經(jīng)有人把這個(gè) D5去掉了，測(cè)試發(fā)現(xiàn)電容容量小導(dǎo)致的過(guò)沖現(xiàn)象有，但過(guò)沖后的電壓因?yàn)?沒(méi)有D5甘位而正常了，結(jié)果因此我接到了一個(gè) 200K的訂單。為什么呢因?yàn)榭蛻舴从痴f(shuō)用它對(duì)IPOD充電時(shí)，充了一會(huì)，IPOD沒(méi)充進(jìn)電，而IPOD的輸入

10、接口發(fā)燙嚴(yán)重，甚至變形。分析原因?yàn)椋a(chǎn)品上的D5取掉了，到IPOD內(nèi)部在輸入接口電源上有一個(gè)穩(wěn)壓管并聯(lián)作保護(hù)， 就出現(xiàn)了上面的電壓被鉗位的問(wèn)題C3,C7的取值不僅與其ESR值有關(guān)，也與變壓器漏感和PSR IC延時(shí)檢測(cè)的時(shí)間有關(guān)。目前有 PSRIC 廠商因其客戶反映變壓器要求過(guò)于嚴(yán)格或負(fù)載調(diào)整率差等問(wèn)題講IC 內(nèi)部延時(shí)檢測(cè)時(shí)間加長(zhǎng)到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通電15uS不檢測(cè)，輸出電壓會(huì)升到多高一般都會(huì)沖到10多V,甚至20V這個(gè)過(guò)沖的電壓的電流因?yàn)橛?Vsense 的限制，不會(huì)很大，可以等效為一個(gè)尖峰來(lái)處理，最 直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來(lái)吸收它。使用一般的L

11、OW ESF電容，建議使用2顆470UF的并聯(lián)。上圖：先談?wù)凱CB LAYOUTS意點(diǎn)：大家都知道，EMC對(duì)地線走線畢竟有講究，針對(duì)PSR的初級(jí)地線，可以分為4個(gè)地線，如圖中所標(biāo)示的三角地符號(hào)。這4個(gè)地線需采用“一點(diǎn)接地”的布局。1. C8 的地線為電源輸入地。2. R5 的地為功率地。3. C2 的地為小信號(hào)地。4. 變壓器PIN3的地為屏蔽地。這4個(gè)地的交接點(diǎn)為C8的負(fù)端，即：輸入電壓經(jīng)整流橋后過(guò) C1到C8地,R5和變壓器PIN3的地分別采用單獨(dú)連線直接引致C8負(fù)端相連，連線盡量短；R5地線因考慮到壓降和干擾應(yīng)盡量寬些。C5,R10,U1 PIN7和PIN8地線匯集致 C2負(fù)端再連接于

12、C8負(fù)端。若為雙面板，以上 4條地線盡量不要采用過(guò)孔連接，不得以可以采用多個(gè)過(guò)孔陣列以減小過(guò) 孔壓降。以上地線布局恰當(dāng)，產(chǎn)品的共模干擾會(huì)很小。因PSR線路負(fù)載時(shí)工作在 PFM狀態(tài)下的DCM模式，DI/DT的增大和頻率的提升，所以較難處 理的是傳導(dǎo)150K5MI差模干擾。就依圖從左到右針對(duì)有影響 EMC的元件進(jìn)行逐個(gè)分析。1. 保險(xiǎn)絲將保險(xiǎn)絲換用保險(xiǎn)電阻理論上來(lái)講對(duì)產(chǎn)品效率是有負(fù)面影響的，但實(shí)際表現(xiàn)并不明顯，所以保險(xiǎn)絲可以采用10/1W的保險(xiǎn)電阻來(lái)降低150K附近的差模干擾，對(duì)通過(guò) 5級(jí)能耗并無(wú)太 大影響，且成本也有所降低。2. C1,L2,C8PSR工作在DCM模式，相對(duì)而言其輸入峰值電流會(huì)大

13、很多，所以輸入濾波很重要。峰值電流的增大會(huì)導(dǎo)致低壓輸入時(shí)母線電壓較低，且C8的溫升也會(huì)增加；為了提高母線電壓和降低 C8的溫升，需提高 C啲容量和使用LOW ES啲C1和 C&因?yàn)樘岣逤1的容量后，C1和 C8的工作電壓會(huì)上升，在輸出功率不變的情況下，輸入的峰值 電流就會(huì)降低。因L2的作用，實(shí)際表現(xiàn)為增加C1的容量比增加C8的容量抑制EMC會(huì)更有效。一般取C1為，C8為效果較好，若受空間限制，采用與也比采用2個(gè)的EMC抑制效果好。L2般從成本考慮采用色環(huán)電感，因色環(huán)電感的功率有限，電感量太大會(huì)嚴(yán)重影響效率，-般取 330u2mH,2mH是效率影響開(kāi)始變得明顯，330u對(duì)差模干擾的作用不夠分量，

14、為了使效率影響最低且對(duì)差模干擾抑制較佳，建議采用 1mH。因?yàn)椤耙稽c(diǎn)接地”的布局匯集點(diǎn)在C8的負(fù)端，在C8負(fù)端輸入電流的方向是經(jīng)過(guò) C俐BD1流回輸入端，根據(jù)傳導(dǎo)測(cè)試的原理，這樣產(chǎn)生消極影響，所以需在C1與C8的地線上作處理，有空間的可以再中間增加磁珠跳線，空間受限可以采用 PCB layout 曲線來(lái)實(shí)現(xiàn)，雖然效果 會(huì)弱些，但相比直線連接會(huì)改善不少。3. R6,D2,R2,C4RCD吸收對(duì)EMC的影響大家都應(yīng)該已經(jīng)了解，這里主要說(shuō)下R6與 D2寸EMC的影響。R6的加入和D2采用恢復(fù)時(shí)間較慢的1N4007寸空間輻射有一定的負(fù)作用，但對(duì)傳導(dǎo)有益。所以在整改EMC時(shí)此處的修改對(duì)空間輻射與傳導(dǎo)的取

15、舍還得引起注意。4. R5R5既為電流檢測(cè)點(diǎn)也是限功率設(shè)置點(diǎn)。所以R5的取值會(huì)影響峰值電流也會(huì)影響 OPP保護(hù)點(diǎn)。建議在OPP滿足的情況下盡量取大些。一般不低于2R,建議取。電源網(wǎng)訊 近兩年由于PSR線路簡(jiǎn)單，成本低，所以在充電器，LED驅(qū)動(dòng)應(yīng)用方 面相當(dāng)流行，模擬方式（部分廠家是帶數(shù)字控制的，如IWATT本貼只針對(duì)較流行的DCM模式的模擬方式的）實(shí)現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的，只是有些參 數(shù)定義不一定！ 但有些廠家只是給出計(jì)算公式， 但對(duì)恒流方面， 沒(méi)有真正詳細(xì)的 講解！在此我會(huì)和廣大網(wǎng)友分享我對(duì)此的理解。先談?wù)凜V操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏 感的原因，在M

16、OS關(guān)斷后，也就是次級(jí)二極管導(dǎo)通瞬間，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)尖峰，影響 電壓采樣，為了避開(kāi)個(gè)這個(gè)尖峰，大部分廠家都是采用延時(shí)采樣，也就是在 MOS 管關(guān)斷一段時(shí)間后再來(lái)采樣線圈電壓。從而避開(kāi)漏感尖峰。 PI 是在高壓開(kāi)關(guān)關(guān) 斷us采樣。這種采樣方式其實(shí)在以前很多芯片上的過(guò)壓保護(hù)上也都有應(yīng)用， 比如OB2203和UCC286O0 NCP1377t都有這樣的應(yīng)用，所以可以得到較高精度 的過(guò)壓保護(hù)。還有些廠家是在下拉電阻取樣上并一個(gè)小容量的電容來(lái)實(shí)現(xiàn)。 同時(shí)建義大家吸收 電路使用恢復(fù)時(shí)間約只有2us的IN4007再串一個(gè)百歐左右的電阻作吸收?？梢?減小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級(jí)圈數(shù)

17、固定， 輔助繞組固定， 取樣精度高。 比較器內(nèi)部精度也高， 自然可以得到較高的輸出電 壓精度。先寫個(gè)變壓器的基本公式。 Np*Ipk=Ns*Ipks (變壓器次級(jí)只有一個(gè)繞組 Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks 分別是初級(jí)圈數(shù)，初級(jí)峰值電流，次級(jí)圈數(shù)，次級(jí)峰值電 流 .當(dāng)工作在dcM莫式時(shí)，輸出電流是次級(jí)電流(如圖的三角形)在一個(gè)工作周期 的平均值，所以 Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T 為工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks所以 Ipks=Np*Ipk /Ns,將 Ipks=Np*Ipk /Ns 代入 Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到 Io=(Td/T)* ( Np*

18、Ipk /Ns ) /2 ?？梢钥闯鯪p,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級(jí)M0馭樣電阻上的峰值電壓，同時(shí)為 了避免寄生電容在導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，會(huì)加入一段消隱時(shí)間。Td/T是由IC內(nèi)部固定的。0B的是(他是給出TD同頻率的關(guān)系)，BYD勺1508 是直接給來(lái)的。仙童的沒(méi)有直接給出 1317 沒(méi)直接給出這個(gè)值，而是給出了一個(gè) 計(jì)算初級(jí)電流的公式。也是間接告訴了 Td/T 。CC時(shí)，在不同輸出電壓情況下，工作在 PFM模式以保證固定的Td/T而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定 的輸出電流。 這就是實(shí)現(xiàn)恒流的基本原理， 輸出電壓變化時(shí)能保證電流不變。

19、 只 要保證 IC Td/T 的精度，以及初級(jí)峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸 出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證1%是沒(méi)有問(wèn)題的。Io=(Td/T)* (Np*Ipk /Ns ) /2?？梢钥闯鯪p,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。CC時(shí)，負(fù)載電壓變化會(huì)引起頻率的變化，電壓高時(shí)頻率高，低時(shí)頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會(huì)分析一下，關(guān)于PSF如何補(bǔ)償電感量變化，以 及合理的電感量選擇。電容端變化是有個(gè)過(guò)程的。在 CC模式時(shí)，當(dāng)負(fù)載變小的，輸出電壓下降，Td和 T會(huì)同時(shí)增大，但比例不變。因?yàn)镮pk*ton是不變的。因?yàn)閂in和L是不變

20、的。 根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負(fù) 載的變化會(huì)引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會(huì)引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR寸電感量補(bǔ)償?shù)脑怼？催^(guò)PI LN60X實(shí)驗(yàn)視頻的朋友可以看到他們的 PSR寸電感量有補(bǔ)償。當(dāng)電感量低出設(shè)計(jì)正常值時(shí)，達(dá)到同樣的峰值電流需要的時(shí)間就短了， t=L* 1/V, 【在DCM模式時(shí)等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin, 為常數(shù)。所以L低會(huì)造成At下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*lpk*Np=Td*lpks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同

21、樣也造成 Td下降。由于 Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有 最高頻率的限制。所以設(shè)計(jì)時(shí)要注意在最重負(fù)載時(shí)， 頻率不能工作在最高頻率， 這樣電感量的變化 將得不到補(bǔ)償。 應(yīng)適當(dāng)?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。 電感量高出正常值時(shí)， 結(jié)果當(dāng)然是相 反的。 lo=(Td/T)* (Np*lpk /Ns)/2 。只要 lpk,Td/T 不變，輸出電流也就不變。 所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式 P=1/2*l*l*L*f 也可以看出。 l 固 定，輸出功率不變， L 的變化引起的是頻率 f 的變化。但一定要注意最高工作頻 率限制。電源參數(shù)(7*1W LED驅(qū)動(dòng))：輸入

22、AC 90-264V 輸出：0.3A從IC資料上可以看出Td/T= CS腳限制電壓Vth_oc為FB基準(zhǔn)為2V,占空比D 取Vin取90V整流管VF取 最高開(kāi)關(guān)頻率取50KHZ變壓器用EE16 AE=A2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串?dāng)?shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但 通常根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，取芯片最大值減去 2v)1、計(jì)算次級(jí)峰值電流 Ipks ：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=*2/=1.2A2、計(jì)算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*=Vor*Vor=81

23、V3、計(jì)算匝比 NVor=(Vo+Vf)*NN=81/+=4、計(jì)算初級(jí)峰值電流(考慮到初級(jí)電流一部分在轉(zhuǎn)換時(shí)的損耗，如吸收中的一 部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級(jí)銅損)初級(jí)電流損耗取輸出電流的 7%lpk=lpks*(1+7%)/N=*(1+7%)/=5、計(jì)算初級(jí)電感量Vin/L= I/ t DCM模式時(shí)等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vi n*D/f/lpk=90*50K/=6 計(jì)算初級(jí)圈數(shù)Np,Ns(B取NP=L*I/(AE*B)=*10A3=140TSNS=NP/N=140/3=取 47TS時(shí)反算 47*=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/+=39

24、TS7、電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時(shí)，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V ,上下取樣電阻正好為10比1,取和68K8、電流檢測(cè)電阻RcsRcs=Vth_oc/lpk=用并 11 歐電阻9、二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*+=149V取耐壓 200V 的 SF1410、MOS寸壓及 漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用 2N60(【一款小功率PSR電源設(shè)計(jì)過(guò)程：返回前頁(yè)輸入 AC 90-264V 輸出：0.3A方案采用芯聯(lián)半導(dǎo)體的CL1100(見(jiàn)附件)CL1100_CN從IC資料上可以看出Td/T二CS腳限制電壓Vth_oc為FB基

25、準(zhǔn)為2V占空比D取Vin取90V整流管VF取 最高開(kāi)關(guān)頻率取50KHZ變壓 器用EE16 AE=A2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串?dāng)?shù)LED 的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，取芯片最大值 減去 2v)1，計(jì)算次級(jí)峰值電流 Ipks ：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=*2/=1.2A2, 計(jì)算反射電壓Vor:根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*=Vor*Vor=81V3, 計(jì)算匝比 N,Vor=(Vo+Vf)*NN=81/+=4, 計(jì)算初級(jí)峰值電流(考慮到初級(jí)電流

26、一部分在轉(zhuǎn)換時(shí)的損耗，如 吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級(jí)銅損)初級(jí) 電流損耗取輸出電流的 7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=*(1+7%)/=5, 計(jì)算初級(jí)電感量Vin/L二 1/ t DCM模式時(shí) I 等于 Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*50K/=6,計(jì)算初級(jí)圈數(shù) Np,Ns(B 取NP二L*I/(AE*B)=*1O八3=140TSNS二NP/N=140/3二 取 47TS時(shí)反算 47*=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/+=39TS7，電壓取樣電阻當(dāng)供電繞組電壓取22V時(shí)，F(xiàn)B基準(zhǔn)為2V，上下取樣電阻正好

27、為10比 1 ，取和 68K8,電流檢測(cè)電阻ResRes二Vth_oc/lpk= 用并 11 歐電阻9,二極管反壓二Vin_max/N+Vo=264*+=149V取耐壓 200V的 SF1410, MOS寸壓及漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vo葉Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用 2N60.那要看你芯片的 FB腳了，一般 Vout=Vref* （ 1+Ra/Rb）Ns/Na,如果只是電壓采樣，正常來(lái)比 例對(duì)就可以，當(dāng)然現(xiàn)在很多IC，F(xiàn)B還有線損補(bǔ)償功能，那阻值就得固定了。怎么根據(jù)線損補(bǔ)償確定阻值呢我哪個(gè)補(bǔ)償系數(shù)是Ves=*1000000*Va / Ra。閾值是IV輔助

28、電壓是12V一般芯片都有說(shuō)明的，不同的芯片線損補(bǔ)償方式不同，有的通過(guò)固有的comp腳加一電容進(jìn)行補(bǔ)償，有的就通過(guò)內(nèi)置電流流經(jīng)電阻分壓器在FB腳產(chǎn)生線補(bǔ)，這時(shí)芯片有個(gè)最大線損補(bǔ)償電流Icomp,再根據(jù)你的用的線，確定線損壓降厶V （般充電器）， V/Vout=*lcomp*（Ra附上電流有效值計(jì)算器。方便計(jì)算線徑和MOS導(dǎo)通損耗大牛獨(dú)創(chuàng)：反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算介紹開(kāi)關(guān)電源的書籍很多，但是大都過(guò)于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的時(shí)間精力，而即 便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計(jì)者也不見(jiàn)得具備獨(dú)立設(shè)計(jì)一個(gè)完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根據(jù)自己所學(xué)知 識(shí)和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)談下反激式開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，并結(jié)

29、合實(shí)例變壓器設(shè)計(jì)的詳細(xì)計(jì)算過(guò)程。這是筆者去年做完第一個(gè)反激式電源后寫的，內(nèi)部有各個(gè)元器件選取的詳細(xì)計(jì)算公式。關(guān)于RCD甘位的,目前還沒(méi)有非常好的計(jì)算方法，采取的是實(shí)驗(yàn)為主的方法，所以大家有好的方法，歡迎補(bǔ)充修改。開(kāi)關(guān)電源的出現(xiàn)使得使用市電的設(shè)備告別了笨重的變壓器和需要使用龐大散熱器的線性穩(wěn)壓器，電子產(chǎn)品 做到了更小的體積、更輕的重量和更高的效率。但是，開(kāi)關(guān)電源使得設(shè)計(jì)門檻大大提高，它要求設(shè)計(jì)者在電路 和磁學(xué)上必須有深刻的理解。介紹開(kāi)關(guān)電源的書籍很多，但是大都過(guò)于繁雜，學(xué)習(xí)和消化完一本書需要大量的 時(shí)間精力，而即便完成了這一艱巨的任務(wù)，設(shè)計(jì)者也不見(jiàn)得具備獨(dú)立設(shè)計(jì)一個(gè)完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根

30、據(jù)自己所學(xué)知識(shí)和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)談下反激式開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，并結(jié)合實(shí)例變壓器設(shè)計(jì)的詳細(xì)計(jì) 算過(guò)程。由于筆者接觸開(kāi)關(guān)電源時(shí)間不長(zhǎng)，文中疏漏與不當(dāng)之處難免，還望讀者批評(píng)指正。1.基本反激變換器原理在討論具體的設(shè)計(jì)步驟之前，我們有必要介紹一下反激式開(kāi)關(guān)電源的原理。對(duì)于反激式開(kāi)關(guān)電源，在一個(gè) 工作周期中，電源輸入端先把能量存儲(chǔ)在儲(chǔ)能元件（通常是電感）中，然后儲(chǔ)能元件再將能量傳遞給負(fù)載。這好 比銀行的自動(dòng)取款系統(tǒng)，銀行工作人員每天在某一時(shí)間段向自動(dòng)取款機(jī)內(nèi)部充入一定數(shù)目的錢（相當(dāng)于電源輸入端向儲(chǔ)能元件存儲(chǔ)能量），一天中剩下的時(shí)間里，銀行用戶從取款機(jī)中將錢取走（相當(dāng)于負(fù)載從儲(chǔ)能元件中獲取能量）。在銀行工作人員向

31、取款機(jī)充錢的時(shí)候，用戶不能從取款機(jī)中取錢；客戶正在取錢的階段，銀行工作人員也 不會(huì)向存款機(jī)里面充錢。這就是反激式開(kāi)關(guān)電源的特點(diǎn)，任何時(shí)刻，負(fù)載不能直接從輸入電源處獲取能量，能 量總是以儲(chǔ)能元件為媒介在輸入電源和負(fù)載間進(jìn)行傳遞的。下面來(lái)看圖一，這是反激式變換器的最基本形式，也就是我們常說(shuō)的buck-boost（或者flyback）拓?fù)?。?dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，輸入電源加在電感L上,流過(guò)電感的電流線性上升，上升斜率就是輸入電壓與電感量的比值（在這里以及以下討論中，我們忽略了開(kāi)關(guān)管的壓降，但是不忽略二極管的壓降，這將更符合后面關(guān)于離線式反激變換器的實(shí)際情況），如下式：在之一過(guò)程中，電能轉(zhuǎn)換成磁場(chǎng)能量?jī)?chǔ)存在電感

32、內(nèi)，電感量一定時(shí)，時(shí)間越長(zhǎng)流過(guò)電感的電流越大，電感 中儲(chǔ)存的能量也就越大，電感內(nèi)部?jī)?chǔ)能大小如下式：開(kāi)關(guān)閉合期間，二極管D是反偏的，輸入到輸出端沒(méi)有通路，電源輸入端和電感都不向負(fù)載提供能量。 當(dāng)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，電感需要通過(guò)維持電流的恒定來(lái)阻止磁通量的突變，但此時(shí)電源輸入端和電感之間沒(méi)有通 路，所以電感兩端的電壓必須反向（原來(lái)的上正下負(fù)變?yōu)樯县?fù)下正），使得二極管D正偏導(dǎo)通，儲(chǔ)存在電感 內(nèi)部的能量一方面?zhèn)鬟f給負(fù)載，另一方面裝換成電場(chǎng)能儲(chǔ)存在輸出電容Co當(dāng)中。電感中的電流線性下降，下降斜率為電感上電壓與電感量的比值，而此時(shí)電感上的電壓等于輸出電壓加上二極管的正向壓降，如下 式：以上討論了一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的情況

33、，為了電路能夠持續(xù)穩(wěn)定工作，必需滿足一定的條件，我們?nèi)匀灰糟y行自 動(dòng)取款系統(tǒng)做比喻。試想，如果一天過(guò)去后，取款機(jī)里面的錢還有剩余，那么第二天銀行工作人員就必需 減少充入的錢的數(shù)目，否則，取款機(jī)就肯定放不下這么多錢。電路中也是一樣，如果開(kāi)關(guān)關(guān)斷的時(shí)候，電 感內(nèi)部的能量沒(méi)有完全轉(zhuǎn)移出去（被負(fù)載消耗或者存入輸出電容中），那么接下來(lái)開(kāi)關(guān)閉合的時(shí)間Ton就必 需減小，否則周而復(fù)始的話，電感中的電流會(huì)不斷積累，最終使得電感飽和，換一句話說(shuō)，為了系統(tǒng)穩(wěn)定 工作，必須滿足的條件就是開(kāi)關(guān)閉合期間電感的電流增加量必須等于開(kāi)關(guān)斷開(kāi)器件電流的減小量，即下式:以一個(gè)完整的周期分析，對(duì)上面的式子化簡(jiǎn)得到:從上面的式子可以

34、看出，系統(tǒng)維持穩(wěn)定工作的條件就是開(kāi)關(guān)閉合時(shí)電感上的電壓與開(kāi)關(guān)閉合時(shí)間的乘積等 于開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)電感上的電壓與開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)間的乘積相等，這也就是伏秒數(shù)數(shù)守恒，這兩個(gè)乘積其中的一個(gè) 叫做電感的伏秒數(shù)。從上面的一系列式子可以看出，伏秒數(shù)描述了電感中電流的變化量，實(shí)際上對(duì)應(yīng)著電感中儲(chǔ)存的能夠被利用的能量F面給出基本反激變換器的電感電流波形。如圖二所示，以一個(gè)周期為例，從A點(diǎn)到C點(diǎn)間，開(kāi)關(guān)閉合,電感電流線性 上升，在此期間電感電流即開(kāi)關(guān)管電流；從C點(diǎn)到B點(diǎn)，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)，電感電流線性下降，在此期間電感電流 即二極管電流。圖中可以看出，流過(guò)電感的平均電流等于電感的峰值電流和谷值電流的中間值。而流過(guò)開(kāi) 關(guān)管和二極管的

35、平均電流可以由下式確定：這里引出了占空比D的概念，即開(kāi)關(guān)開(kāi)啟時(shí)間與開(kāi)關(guān)周期的比值。從伏秒數(shù)守恒的關(guān)系式我們可以得到基 本反激變換器中占空比的計(jì)算式如下：從圖一中，我們看到電源輸入端只與開(kāi)關(guān)管相連，所以輸入電流即開(kāi)關(guān)管電流，也就是開(kāi)關(guān)閉合時(shí)的電感電流；輸出端只與二極管和電容相連，又因?yàn)殡娙萜鞑豢赡芰鬟^(guò)直流，所以平均輸出電流等于平均二級(jí)管電 流，即有下式成立：最后我們給出一個(gè)很重要的定義，那就是紋波系數(shù)，在不同的書籍和文獻(xiàn)中，紋波系數(shù)的定義有一定的區(qū) 別，為了方便我們接下來(lái)的討論和計(jì)算，在這里將紋波系數(shù)KRF定為電感電流變化量的一半比上電感平均電流，即：圖二電路中，整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，流過(guò)電感的電流始

36、終不為零。當(dāng)輸出電流減小時(shí)，相應(yīng)的電感平均電流也 減小，如果開(kāi)關(guān)周期、電感量以及輸入輸出電壓不變的話，電感中電流的變化量保持不變，那么，就可能 出現(xiàn)電感中變化的電流大小等于或者大于平均電流兩倍的情況。這個(gè)時(shí)候，每一個(gè)周期內(nèi)，開(kāi)關(guān)閉合時(shí)， 電感電流從零開(kāi)始上升，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)后，電感電流會(huì)下降到零。也就是說(shuō)，此時(shí)的KRF等于或者大于1這就是我們說(shuō)的臨界工作模式和斷續(xù)工作模式。相對(duì)應(yīng)的電感電流始終不為零的情況就是連續(xù)工作模式。在反激式變換器中，電感量取值越大，電流的變化量 （紋波電流）就越小，在相同輸出電流情況下，越不容 易進(jìn)入斷續(xù)模式；反之，電感量取值越小，紋波電流越大，在相同的輸出電流情況下， 越容

37、易進(jìn)入斷續(xù)工作 模式。通常在設(shè)計(jì)過(guò)程中，我們可以設(shè)定在某一輸出電流（即輸出功率）時(shí)變換器進(jìn)入臨界模式，電流大于設(shè)定值時(shí)就進(jìn)入連續(xù)工作模式，小于這一值時(shí)進(jìn)入斷續(xù)工作模式 （即KRF在 0到1之間）。也可以將變換器設(shè)計(jì)為 一直工作在臨界模式或者斷續(xù)模式（即KRF大于等于1），特別是在單級(jí)PFC反激式變換器以及準(zhǔn)諧振反激 式變換器中，這種方式應(yīng)用較多。本文以下的討論均以連續(xù)模式為例。上面討論了基本反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來(lái)一節(jié)我們開(kāi)始討論隔離輸出的反激變換器原理。（待續(xù)）大牛獨(dú)創(chuàng)（二）：反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算上一節(jié)我們學(xué)習(xí)的是反激變換器滿足的基本關(guān)系式，接下來(lái)繼續(xù)學(xué)習(xí)隔離輸出的反激

38、式變換器和離線式反 激變換器的設(shè)計(jì)及計(jì)算。本文是網(wǎng)友根據(jù)自己所學(xué)知識(shí)和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)所得，如有不當(dāng)，歡迎指正！希望對(duì)學(xué) 習(xí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的朋友們有所幫助。2隔離輸出的反激式變換器電壓和電流關(guān)系如果將圖一中的電感換成耦合電感，使輸入和輸出加在不同的繞組上，得到圖四a所示的電路。為了方便討論，我們假設(shè)L1和L2的線圈匝比為n,耦合系數(shù)為1。當(dāng)開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，電源輸入端向電感 L1中存儲(chǔ)能 量，根據(jù)同名端的關(guān)系，L2中感應(yīng)出上正下負(fù)的電壓，二極管 D反偏。在開(kāi)關(guān)關(guān)斷前的一瞬間，L1中的電 流上升到最大值，在開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間，L1與輸入端沒(méi)有通路，為了阻止磁通量的突變，L2上的電壓反向，使 得輸出二極管正偏導(dǎo)通，存儲(chǔ)

39、在磁芯中的磁場(chǎng)能轉(zhuǎn)移到輸出電容和負(fù)載中。圖四：隔離輸出的反激變換器原理圖圖四a給出的電路就是離線式反激變換器的雛形了，在實(shí)際應(yīng)用中，我們往往把開(kāi)關(guān)管放在電源輸入的負(fù) 端，并且輸出為上正下負(fù)看起來(lái)也比較習(xí)慣，于是得到了圖四b所示的反激式變換器基本結(jié)構(gòu)。首先我們討論圖四b所示電路中L1和L2中的電流，圖五給出了相應(yīng)的波形圖。開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間，磁通量不 能突變，所以L2中的電流等于關(guān)斷前一瞬間L1電流值的n倍（n為L(zhǎng)1和L2線圈匝比）。開(kāi)關(guān)閉合瞬間， 為了阻止磁通量突變，L1中電流等于閉合前一瞬間L2中電流的1/n.。又因?yàn)樵陂_(kāi)關(guān)閉合期間和開(kāi)關(guān)斷開(kāi) 期間L1和L2中電流都是線性變化的，所以我們可以得出如

40、下的關(guān)系式：從上面的關(guān)系式進(jìn)一步得到:閱讀上一節(jié):上面式子中的n=N1/N2,其中N1為L(zhǎng)1的線圈匝數(shù)，N2為L(zhǎng)2的線圈匝數(shù)。 圖五：隔離輸出的反激式變 換器初次級(jí)電感電流波形接下來(lái)討論L1和L2的電壓關(guān)系，圖六給出了相應(yīng)的波形圖。開(kāi)關(guān)閉合期間，根據(jù)同名端和匝比的關(guān)系，L2上感應(yīng)出上負(fù)下正的電壓，大小為 Vin/n ;開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間，L2上的電壓等于輸出電壓加上二極管電壓正 向壓降，極性為上正下負(fù)，設(shè)這個(gè)電壓為 VL2,則根據(jù)同名端和匝比關(guān)系，L1上的感應(yīng)電壓為nVL2,極性 變?yōu)樯县?fù)下正。我們把這個(gè)電壓叫做次級(jí)反射電壓Vor。圖六：隔離輸出的反激變換器輸入輸出電壓波形前面提到，為了維持變換器的

41、穩(wěn)定工作，開(kāi)關(guān)閉合期間電感上電壓與閉合時(shí)間的乘積應(yīng)等于開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間 電感上電壓與斷開(kāi)時(shí)間的乘積。對(duì)于耦合電感，我們計(jì)算時(shí)將開(kāi)關(guān)閉合和斷開(kāi)期間的電壓全部這算到初級(jí) 來(lái)計(jì)算的話，就有如下關(guān)系：不難看出，對(duì)于當(dāng)輸入電壓最低時(shí)，占空比最大。在反激式開(kāi)關(guān)電源中，最大占空比是一個(gè)很重要的參數(shù)， 對(duì)于連續(xù)模式的反激式變換器，一般情況下，最大占空比限定在以內(nèi)，超過(guò)的話，容易出現(xiàn)次諧波振蕩。不可忽略的是，實(shí)際工程中L1不可能和L2形成理想的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到 L2 中, 等效為L(zhǎng)1上串聯(lián)一個(gè)電感量較小的電感，也就是常說(shuō)的漏感Lleak。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)瞬間，這部分不能耦合到L2中的磁通也不能突變

42、，于是 Lleak試圖通過(guò)將電壓反向來(lái)續(xù)流，此時(shí)開(kāi)關(guān)閉合，沒(méi)有續(xù)流通道，于是Lleak上感應(yīng)出一個(gè)很高的尖峰電壓 Vpk，這個(gè)電壓和上面的反射電壓方向相同。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)的瞬間，電源 輸入電壓、次級(jí)反射電壓和漏感尖峰電壓一起加在開(kāi)關(guān)管上，由于漏感尖峰電壓通常很高，能夠瞬間造成 開(kāi)關(guān)管的損壞，實(shí)際電路中一般要進(jìn)行鉗位處理。3. 離線式反激變換器的電路原理圖七給出了一個(gè)輸出5V/2A的電源適配器用到的離線式反激變換器完整的原理圖，主芯片型號(hào)為RM6203西安亞成微電子），芯片內(nèi)部集成了完整的控制電路和一個(gè) 800V的高壓功率BJT。下面我們以這個(gè)電路為例 分析外圍電路的基本作用，對(duì)于使用其他控制芯片的

43、電路，原理上大同小異。圖七：輸出5V/2A的離線式反激變換器輸入的交流市電經(jīng)過(guò)保險(xiǎn)絲F1后進(jìn)入由C3和T2構(gòu)成的共模濾波器，濾除電網(wǎng)中的共模干擾信號(hào)，然后經(jīng) 過(guò)D2全橋整流和電容C6濾波后得到較為平坦的直流電。直流電通過(guò)R2和R5加在內(nèi)部開(kāi)關(guān)功率管的基極， 向基極注入電流，開(kāi)關(guān)管的集電極（也就是芯片的0C引腳）有電流流過(guò)，初級(jí)繞組開(kāi)始有電流流過(guò)。同時(shí)直 流電通過(guò)R2和R5向電容C8開(kāi)始充電，當(dāng)C8上的電壓達(dá)到IC工作的啟動(dòng)電壓時(shí)，IC開(kāi)始工作。IC進(jìn)入正常工作后，在開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間，輔助供電繞組 Na上感應(yīng)出的電壓使D5導(dǎo)通，輔助繞組為IC供電， 并將部分能量?jī)?chǔ)存在電容 C8中，待下一周期開(kāi)關(guān)導(dǎo)通

44、期間，電容為IC供電。圖七電路中，R4 C5和D3并聯(lián)在變壓器的初級(jí)繞組上，這就是常見(jiàn)的一種吸收漏感尖峰的電路結(jié)構(gòu)，RCD吸收電路。當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級(jí)線圈的漏感以及PCB線路的寄生電感感應(yīng)出很高的尖峰電壓時(shí)，D3會(huì)正偏導(dǎo)通，由于電容C5上的電壓不能突變，于是尖峰電壓被箝位在一定的范圍內(nèi)，保護(hù)開(kāi)關(guān)管不被損壞。 開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間C5上增加的能量會(huì)在開(kāi)關(guān)閉合期間消耗在 R4上，防止C5上的電壓不斷升高。圖七中的電容C10用于設(shè)置IC內(nèi)部的振蕩器工作頻率，C1并聯(lián)在初次級(jí)之間用于減小差模干擾。R10和R 11接在開(kāi)關(guān)管發(fā)射極和初級(jí)地之間，當(dāng)次級(jí)電流增大時(shí)，由第二節(jié)推出的關(guān)系可知，初級(jí)開(kāi)關(guān)的峰值電流 也

45、會(huì)成比例增加，導(dǎo)致 R10和R11上的電壓升高，IC通過(guò)檢測(cè)這個(gè)電壓判斷次級(jí)是否出現(xiàn)過(guò)流或者短路， 如果是，IC將執(zhí)行相應(yīng)的保護(hù)動(dòng)作。接下來(lái)我們看次級(jí)電路。次級(jí)繞組 Ns輸出后的基本結(jié)構(gòu)和第二節(jié)討論的完全一致，增加的輸出 LC濾波器 L1和C7用于減小紋波，并聯(lián)在輸出二極管上的 RC電路用于吸收輸出二極管上的尖峰。圖八：輸出二極管的波形在高速開(kāi)關(guān)下，二極管導(dǎo)通瞬時(shí)，電流變化率很大，在導(dǎo)通瞬間，二極管呈現(xiàn)較大的正向壓降（如圖八b），又由于二極管結(jié)電容、次級(jí)漏感和 PCB線路寄生電感的存在，二極管上可能會(huì)會(huì)出現(xiàn)振蕩（如圖八c）。正向電壓過(guò)沖或者電壓的振蕩都會(huì)導(dǎo)致二極管的損耗增加，在輸出電流較大時(shí)，

46、這一損耗遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)二極管的 導(dǎo)通損耗，造成二極管過(guò)熱。為了一定程度抑制振蕩或者減小過(guò)沖，通常在二極管上并聯(lián)RC吸收網(wǎng)絡(luò)（圖六所示的R1和C2），弓I入這一這一電路后，二極管的損耗被部分轉(zhuǎn)移到電阻上。最后簡(jiǎn)單討論反饋環(huán)路。通常的離線式反激變換器使用 TL431加光耦的形式作為次級(jí)反饋電路。TL431的 內(nèi)部等效電路如圖九所示。它實(shí)際上包含了一個(gè)電壓基準(zhǔn)源和一個(gè)誤差放大器。圖九：TL431內(nèi)部等效電路分析圖七所示電路，當(dāng)某種因素（如電網(wǎng)電壓波動(dòng)、負(fù)載電流的增加等）導(dǎo)致輸出電壓降低時(shí)，由R9和R12 得到的TL431的REF端電位降低，圖九所示的等效電路中BJT的基極電流相應(yīng)減小，從而集電極電流減小，

47、 流過(guò)TL431陰極的電流也減小，光耦的輸入電流（即發(fā)光二極管電流）隨之減小，最終導(dǎo)致連接初級(jí)部分的 光耦輸出端（光敏三極管集電極）電流減小，集電極電位升高。至此，次級(jí)電壓減小的信號(hào)反饋到了初級(jí)， 初級(jí)通過(guò)監(jiān)測(cè)光耦輸出端的集電極電位的升降來(lái)判斷輸出電壓是降低還是升高。如果降低，初級(jí)將通過(guò)增 大開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間（對(duì)于PWM模式）或者開(kāi)關(guān)頻率（對(duì)于PFM模式）來(lái)是輸出電壓穩(wěn)定；反之亦然。大牛獨(dú)創(chuàng)（三）：反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算反激式變換器會(huì)用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計(jì)之前先簡(jiǎn)單地介紹一下磁性元器件的基本知識(shí)， 接著將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計(jì)，由于內(nèi)容較多，

48、變壓器的設(shè)計(jì)下期將為 大家詳細(xì)講解。在學(xué)習(xí)了前兩章作者獨(dú)創(chuàng)的反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算以后，不知道對(duì)大家有沒(méi)有幫助呢下面我 們就繼續(xù)跟著作者學(xué)習(xí)吧！4. 磁芯電感器的基本知識(shí)反激式變換器會(huì)用到較多的電感元器件，因此在討論設(shè)計(jì)之前我們簡(jiǎn)單地介紹一下磁性元器件的基本知識(shí)。 選擇電感器時(shí)，我們經(jīng)常提到電感的飽和電流，首先我們看一下什么是電感飽和電流。圖十：環(huán)形線圈示意圖如圖十所示的環(huán)形線圈，假設(shè)線圈匝數(shù)為 N匝，流入電流I，那么根據(jù)安培環(huán)路定律，以圖中r為半徑對(duì) 磁場(chǎng)強(qiáng)度進(jìn)行積分可得：不難看出，磁場(chǎng)強(qiáng)度正比于電感電流，反比于磁路長(zhǎng)度。又因?yàn)榇艌?chǎng)強(qiáng)度與磁感應(yīng)強(qiáng)度B（也可以叫做磁通密度）存在如下關(guān)

49、系：往期回顧：其中卩0和卩r分別為空氣磁導(dǎo)率和介質(zhì)磁導(dǎo)率。 所以當(dāng)電流增大時(shí)，電感內(nèi)部的磁場(chǎng)強(qiáng)度增大，如果想對(duì) 磁導(dǎo)率保持不變的話，磁感應(yīng)強(qiáng)度也會(huì)隨之增大。對(duì)于開(kāi)關(guān)電源中的電感器件，一般都是帶有磁芯材料的， 對(duì)于一般的磁芯材料，對(duì)磁感應(yīng)強(qiáng)度（磁通密度）的大小有一定的限制，當(dāng)材料中的磁感應(yīng)強(qiáng)度隨磁場(chǎng)強(qiáng)度 增大到一定值后，磁感應(yīng)強(qiáng)度不再隨磁場(chǎng)強(qiáng)度增加而增加，可以看做相對(duì)磁導(dǎo)率卩r不為常量，我們把此時(shí)的情況叫做磁芯飽和。為了防止磁芯進(jìn)入飽和，我們必須將磁芯中才磁感應(yīng)強(qiáng)度限定在一定的范圍內(nèi)，另外，考慮到磁芯的損耗 也與磁感應(yīng)強(qiáng)度的大小成正相關(guān)關(guān)系，所以又進(jìn)一步減小了磁感應(yīng)強(qiáng)度的選取范圍。對(duì)于通常的鐵氧

50、體磁 芯，我們一般選擇工作的磁感應(yīng)強(qiáng)度為 1600G（即。根據(jù)磁通量、磁鏈的定義以及相關(guān)關(guān)系，我們有如下公式:其中表示截面積為A的磁芯中的磁通量，書表示磁鏈，N表示線圈匝數(shù)。從上面的關(guān)系式可以得出:不難看出，當(dāng)要求的電感量一定時(shí)，減小磁芯中磁感應(yīng)強(qiáng)度的方法有兩種：增加線圈匝數(shù)或增大磁芯截面 積（即選用更大尺寸的磁芯）。在實(shí)際的工程應(yīng)用中，增加線圈的匝數(shù)一方面可能導(dǎo)致磁芯無(wú)法容納所有繞 組，另一方面會(huì)導(dǎo)致電感的內(nèi)阻增加， 線圈損耗增加，從而不得不增加線徑，使得磁芯容納繞組更加困難。 所以在選擇磁芯時(shí)，需要同時(shí)考慮磁芯截面積 Ae和磁芯的窗口面積Aw常見(jiàn)的經(jīng)驗(yàn)公式中，一般選取 Ae 和Aw的乘積A

51、p作為選擇磁芯的標(biāo)準(zhǔn)。5. 離線式反激式變換器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)本節(jié)將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設(shè)計(jì)，重點(diǎn)介紹變壓器的設(shè)計(jì)。保險(xiǎn)絲和負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險(xiǎn)絲盒一個(gè)標(biāo)稱阻值幾歐到幾十歐的負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC）,保險(xiǎn)絲的作用顯而易見(jiàn)，在電路出現(xiàn)短路或者過(guò)流時(shí)，為整個(gè)電路提供最后一道保護(hù)屏障。負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻 則在電路啟動(dòng)時(shí)起到了減小浪涌電流的作用。當(dāng)輸入端接通電源時(shí)，對(duì)于沒(méi)有PFC功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電流，接入NTC后，由于啟動(dòng)瞬間NTC溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。隨著電源的工作，NTC流過(guò)電流發(fā)熱，阻值減小

52、，NTC造成的線電壓損耗也隨之降低。由于保險(xiǎn)絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時(shí)根據(jù)有效值電流計(jì)算。例如圖七所示的電路中，輸出5V/2A，預(yù)估效率75%我們首先計(jì)算出電源輸入端的最大有效值電流：那么，我們選擇保險(xiǎn)絲的時(shí)候，要求額定電流大于這個(gè)值，考慮到浪涌電流對(duì)保險(xiǎn)絲壽命的影響，我們通 常選擇額定電流比這個(gè)值大數(shù)倍的保險(xiǎn)絲。另外需要注意的是保險(xiǎn)絲的額定電壓，如果選擇的保險(xiǎn)絲額定 電壓低于電源最高輸入電壓，可能造成保險(xiǎn)絲的兩極之間出現(xiàn)拉弧現(xiàn)象。例如圖六中選擇了1A/250V的保險(xiǎn)絲。對(duì)于熱敏電阻，我們首先需要了解穩(wěn)定情況下的阻值，然后根據(jù)阻值和最大有效值電流得出電阻上的功耗， 最后選取額定功率大

53、于計(jì)算值的電阻。對(duì)于小功率的開(kāi)關(guān)電源，通常省去了熱敏電阻。共模電感和安規(guī)X電容的選取共模電感和安規(guī)X電容一起組成了共模濾波器。在開(kāi)關(guān)電源中，這兩者的參數(shù)相對(duì)變化較小。對(duì)于共模濾波器電感，電感量在幾 mH到幾十mH 般情況下，功率越大時(shí)，共模電感的電感量越小。安規(guī)X電容恰恰相反，功率越大時(shí)，該電容的容量通常越大。安規(guī)丫電容的容量一般在100nF到幾百nF。共模電感和安規(guī)X電容的具體參數(shù)很難通過(guò)公式計(jì)算，通常應(yīng)用中，依據(jù)經(jīng)驗(yàn)值大概確定電感量和電容量 的大小，然后在測(cè)試者對(duì)參數(shù)調(diào)整。共模電感選取的另一個(gè)要點(diǎn)是保證輸入電流不會(huì)導(dǎo)致磁芯的飽和。對(duì) 于成品化的共模電感，可以提供輸入功率等參數(shù)進(jìn)行選購(gòu)。輸入

54、整流二極管的選擇市電輸入一般為50Hz或60Hz的工頻信號(hào)，輸入整流二極管一般為高壓 PiN二極管，因此二極管的功耗主 要是導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗等于二極管的正向壓降與正向平均電流的乘積，對(duì)于交流正弦輸入和全橋整流的 應(yīng)用，平均二極管電流等于有效值電流乘以正弦因子，計(jì)算公式如下：所以理論上計(jì)算得到所需的二極管最大整流電流只需大于75m A但是考慮到額定電流更大的二極管發(fā)熱更低，并且在大的輸入濾波電容作用下，流過(guò)整流二極管的電流波形為尖脈沖，為了增加二極管的壽命和可 靠性，通常選擇額定電流遠(yuǎn)大于計(jì)算所得到的最大平均電流。整流二極管的另一個(gè)重要參數(shù)是最大反向工 作電壓，橋式整流中，二極管承受的最大反向

55、電壓即市電輸入最高電壓。在實(shí)際應(yīng)用中，為了安全起見(jiàn)， 一般選擇最大方向工作電壓為市電最高輸入電壓 2倍的二極管。圖七所示的電路中選取了 1A/600V的整流 橋。輸入濾波電容的選取 輸入濾波電容使整流后的半正弦信號(hào)變?yōu)橄鄬?duì)平坦的直流電，電容量的大小決定了直流的平坦度。假設(shè)充放電階段電容上的電壓都是線性變化的，我們可以得到圖九所示的波形。一個(gè)周期內(nèi)，在AB段，市電通過(guò)整流二極管向電容充電，電容上的電壓上升，在 BC段，電容向后級(jí)負(fù)載放電，電容上的電壓下降。電容上 的電壓周期性地波動(dòng)，周期為工頻周期的一半。圖九：電容上的直流電壓波形輸入濾波電容上的電壓即變換器的輸入電壓，為了較為準(zhǔn)確地得到變換器輸

56、入直流電壓的范圍，我們需要 計(jì)算電容上電壓的波動(dòng)值。我們假設(shè)一個(gè)周期內(nèi)電容的充電時(shí)間為Tch,并且規(guī)定充電時(shí)間占周期時(shí)長(zhǎng)的百分比Dch，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，Dch一般取到，我們得到如下的計(jì)算過(guò)程：其中，I表示電容后接負(fù)載的平均電流，在電容上電壓波動(dòng)不大的情況下，我們通過(guò)下式估算：其中Pin為反激變換器的輸入功率，等于輸出功率與系統(tǒng)效率的比值。最后我們得到電容上電壓波動(dòng)范圍 計(jì)算式如下：其中fin表示工頻頻率，50或60Hz,n為系統(tǒng)的效率。從上面的計(jì)算可以看出， 變換器輸入直流電壓的波 動(dòng)正比于輸入功率，反比于輸入電容容量。對(duì)于離線式反激式變換器，一般按照每W輸出功率23卩F選取輸入濾波電容。在確定輸入濾波電容容量后，就可以得到變換器的輸入直流電壓范圍。例如，對(duì)于圖七 所示電路，輸入85V 265V交流市電，預(yù)估效率為，取 Dch=得到如下計(jì)算結(jié)果：變壓器是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)和重點(diǎn)，因此講述的內(nèi)容較多，下期將為大家詳細(xì)講解。大牛獨(dú)創(chuàng)（四）：反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方法及參數(shù)計(jì)算在經(jīng)過(guò)了前三章的學(xué)習(xí)之后，接下來(lái)就要學(xué)習(xí)開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中的重點(diǎn)也是難點(diǎn)的變壓器的設(shè)計(jì)。變壓器參 數(shù)是否合適對(duì)整個(gè)電源的效率、紋波、輻射等方面有重要影響，作者通過(guò)自己的實(shí)際經(jīng)驗(yàn)所得的變壓器的 設(shè)計(jì)方法又有什么獨(dú)特之處呢一起來(lái)學(xué)習(xí)吧！變壓器的設(shè)計(jì)變壓器是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)和重點(diǎn)，變壓器參數(shù)是否合適對(duì)整個(gè)電源