單片機開關電源電路設計與制作

1、課程設計題目單片開關電源電路設計與制作姓 名學號系（院）班級指導教師職稱2015 年 06 月 20 日目錄1 前言 32 工作原理 41 開關電源介紹 42 電源原理 53 反激式變換器 61 反激式變換器工作原理 62 反激式變換器工作模式 73 單相二極管整流橋 84 緩沖電路 84 TOPSwitch-GX芯片 91 TOPSwitch-GX性能 92 TOPSwitch-GX內(nèi)部結構 103 TOPSwitch-GX引腳功能 125 反激式變換器的高頻變壓器設計 131 繞組符合安全規(guī)程 132 低漏感的繞制方法 143 變壓器緊密耦合的繞制方法 164 確定磁心尺寸 175 反激式

2、變壓器設計 196 單端反激式開關電源主電路設計 211 單端反激式開關電源主電路介紹 212 單端反激式開關電源驅動電路介紹 227 設計結果及分析 221 設計結果分析 248 結論 25前言本課題主要掌握反激式 PWM高頻開關電源的工作原理。電源在 一個典型系統(tǒng)中擔當著非常重要的角色。從某種程度上，可以看成 是系統(tǒng)的心臟。電源給系統(tǒng)的電路提供持續(xù)的、穩(wěn)定的能量，使系 統(tǒng)免受外部的侵擾，并防止系統(tǒng)對其做出傷害。所以，本課題主要 是用 TOPSwitch-GX系列是單片開關電源中的 TOP244Y設計反激式開 關電源從而到平穩(wěn)的直流輸出，實現(xiàn)設計一個穩(wěn)定的電源輸出。開關電源高頻化是其發(fā)展的方

3、向，高頻化使開關電源小型化， 并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應 用，推動了高新技術產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展 與應用在節(jié)約能源，節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。 TOPSwitch-GX 系列是單片開關電源第四代產(chǎn)品，最大輸出功率從 75W擴展到 290W，將開關頻率提高到 132KHz，這有助于減小高頻變 壓器及整個開關電源的體積。當開關電源的負載很輕時，能自動將 開關頻率從 132KHz降低到 30KHz，可降低開關損耗，進一步提高電 源效率。本設計要求電源的輸入為電網(wǎng)電壓 （市電），經(jīng)濾波后進入單相 二極管整流橋，再經(jīng)大電容濾波得到直流高壓

4、，通過PWM控制，在反激變換器的變壓器二次側得到高頻矩形波電壓，再經(jīng)濾波得到平 穩(wěn)的直流輸出。而本人主要研究主電路的制作和繞制高頻變壓器， 高頻變壓器采用 EE25型磁心，配 10 引腳的骨架，用直徑為 0.38mm 的漆包線繞制。最后以反激電路的框架進行主電路的設計。工作原理開關電源簡介電源是各種電子設備必不可少的組成部分,它的性能好壞直接影響到電子設備的技術指標及能否安全可靠地工作。目前常用的直流穩(wěn)壓電源分為線性電源和開關 電源兩大類 。線性穩(wěn)壓電源亦稱串聯(lián)調(diào)整式穩(wěn)壓電源,其穩(wěn)壓性能好 ,輸出紋波電壓很小 ,但它必須使用笨重的工頻變壓器與電網(wǎng)進行隔離,并且調(diào)整管的功率損耗較大 ,致使電源的

5、體積和重量大、效率低。開關電源被譽為高效節(jié)能電源,它是利用現(xiàn)代電力電子技術 ,通過控制開關通斷的時間比率來維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源 具有體積小、重量輕、功率小、效率高、紋波小、噪聲低、易擴容、智能化程度高 等優(yōu)良特性 ,廣泛應用在諸如計算機、 電視機、攝像機等電子設備上。它代表著穩(wěn)壓 電源的發(fā)展方向 ,現(xiàn)已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。目前 ,開關電源以小型、 輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導 的各種終端設備、 通信設備中。 而隨著近些年來科學技術的不斷發(fā)展 ,開關電源技術 在實際需要的推動下快速的發(fā)展 ,具體的發(fā)展趨勢可以總結為以下幾個方面 :（1）高頻化開關頻率的提高有利于開關

6、電源的體積減小 ,重量減輕 ,動態(tài)響應得到改善。早 期開關電源的頻率僅為幾千赫茲 ,隨著電力電子器件及磁性材料性能的不斷改進,開關頻率漸漸地提高。在這個過程中 ,IGBT 的出現(xiàn) ,使得開關電源的容量不斷增大 , 在許多中等容量范圍內(nèi) ,迅速取代了晶閘管相控電源。 并且 ,IGBT 的開關速度很高 , 通態(tài)壓降低。但是 ,隨著開關頻率的提高 ,電源的電磁干擾問題也變得突出起來。如 何在提高開關頻率的情況下 ,最大限度的減少電磁干擾對電源的影響,是一個擺在科研工作者面前的急需解決的問題。（2）非隔離 DC/DC 技術近年來 ,非隔離 DC/DC 技術發(fā)展迅速。 它們基本上可以分成兩大類。 一類在

7、內(nèi) 部含有功率開關元件 ,稱 DC/DC 轉換器。另一類不含功率開關,需要外接功率MOSFET ,稱 DC/DC 控制器。按照電路功能劃分 ,有降壓的 STEP-DOWN、升壓的 BOOST ,還有能升降 壓的 BUCK-BOOST 或 SEPIC 等,以及正壓轉成負 壓的 INVERTOR 等。其中品種最多 ,發(fā)展最快的還是降壓的 STEP-DOWN 。根據(jù)輸出電 流的大小 , 分為單相、兩相及多相。 控制方式上以 PWM 為主 ,少部分為 PFM。目 前一套電子設備或電子系統(tǒng)由于負載不同 ,會要求電源系統(tǒng)提供多個電壓擋級。 如臺 式 PC機就要求有 +12V、+5V、+ 3.3V、 - 1

8、2 V 四種電壓以及待機的 + 5 V 電壓 ,主 機板上則需要 2.5 V、1.8 V、1.5 V 甚至 1 V 等。一套 AC/DC 中不可能給出這樣多 的電壓輸出 ,而大多數(shù)低壓供電電流都很大 , 因此開發(fā)了很多非隔離的 DC/DC 。（3）數(shù)字化高頻開關電源的另一發(fā)展趨勢是數(shù)字化。過去在傳統(tǒng)功率電子技術中 , 控制部 分是按模擬信號來設計和工作的。隨著數(shù)字處理技術的發(fā)展成熟 , 其優(yōu)點明顯便于 計算機處理控制、避免模擬信號的畸變失真、 減小雜散信號的干擾 ,提高抗干擾能力、 便于軟件包的調(diào)試和遙感遙測遙調(diào) , 也便于自診斷、容錯等技術的植入等。這類電 源大體上包括兩個部分 ,即硬件和軟

9、件。硬件部分包括 PWM 的邏輯部分、時鐘、放大器環(huán)路的模數(shù)轉換、數(shù)模轉換以 及數(shù)字處理、驅動、同步整流的檢測和處理等。而在軟件方面可以通過 DSP 或熱待 機狀態(tài) ; 有效調(diào)整系統(tǒng)工作點 ,使系統(tǒng)處于最佳效率工作點。 比如艾默生網(wǎng)絡能源公 司的通信電源休眠節(jié)能技術 ,就是使電源系統(tǒng)根據(jù)系統(tǒng)的負載情況和系統(tǒng)當前模塊 的工作情況 ,通過合理的邏輯判斷和控制 ,在保證系統(tǒng)冗余安全的條件下 ,有選擇的 打開或休眠部分模塊 ,使系統(tǒng)工作在最佳效率點 ,節(jié)能效率顯著。 通過采用以上節(jié)能 方案優(yōu)化通信電源系統(tǒng)設計 ,可將目前業(yè)界在網(wǎng)應用的通信電源的實際工作效率低 載時提高 7 8 個百分點 ,高載時提高

10、34 個百分點 ,從而使基站內(nèi)通信電源達 到直接節(jié)能與間接節(jié)能的目的。電源原理工作原理是 : 市電進入電源首先經(jīng)整流和濾波轉為高壓直流電,然后通過開關電路和高頻開關變壓器轉為高頻率低壓脈沖,再經(jīng)過整流和濾波電路 ,最終輸出低電壓的直流電源。同時在輸出部分有一個電路反饋給控制電路,通過控制 PWM 占空比以達到輸出電壓穩(wěn)定。開關電源由以下 4 部分構成 :（1）主電路 :從交流電網(wǎng)輸入 ,到直流輸出的主要電路。主要包括輸入電磁干擾 濾波器、輸入整流濾波器、高頻變壓器、功率開關管和輸出整流濾波器。（2）控制電路 :包括輸出端取樣電路、反饋電路和脈寬調(diào)制器（或通 斷控制電路）。（3）檢測及保護電路

11、:檢測電路有過電流檢測、過電壓檢測、欠電壓檢測、過熱檢測 等;保護電路可分為過電流保護、過電壓保護、欠電壓保護、箝位保護、過熱保護、 自動重啟動、軟啟動、緩啟動等多種類型。（4）其他電路 : 如鋸齒波發(fā)生器、偏置電路、光耦合器等。 開關電源就是用通過電路控制開關管進行高速的道通與截止將直流電轉化為 高頻率的交流電提供給變壓器進行變壓，從而產(chǎn)生所需要的一組或多組電壓。開關 電源 按 控制 原理 來 分類 ,大 致 有脈 沖寬 度 調(diào)制 式簡 稱 脈寬 調(diào)制 （ Pulse WidthModulation ,縮寫為 PWM ）式；脈沖頻率調(diào)制方式簡稱脈頻調(diào)制（ Pulse Frequency Mo

12、dulation ,縮寫為 PFM）式；混合調(diào)制方式 （它屬于 PWM 和 PFM 的混 合方式）。其中，脈沖寬度調(diào)制式 ,簡稱脈寬調(diào)制（ Pulse WidthModulation ,縮寫為 PWM ） 式。其主要特點是固定開關頻率 ,通過改變脈沖寬度來調(diào)節(jié)占空比 ,實現(xiàn)穩(wěn)壓目的。 其核心是脈寬調(diào)制器。 開關周期的固定為設計濾波電路提供了方便。 但是 ,它的缺點 是受功率開關最小導通時間的限制 ,對輸出電壓不能作寬范圍調(diào)節(jié) ;此外 ,輸出端一般 要接假負載 亦稱預負載 ,以防止空載時輸出電壓升高。目前 ,大多數(shù)的集成開關電 源采用 PWM 方式 1。反激式變換器反激變換器的工作原理反激變換器

13、的工作原理見圖 1-3。從圖 1-3可以看出當高壓開關管 Q被 PWM脈 沖激勵而導通時，輸入電壓便施加到高頻變壓器的原邊繞組 Np 上，由于變壓 T1 副 邊整流二極管 D1 反接，副邊繞組 Ns沒有電流流過；當開關管關斷時，副邊繞組 Ns 上電壓極性顛倒， 整流二極管 D1 被正偏，開關管導通期間儲存在變壓器中的能量便 通過整流二極管 D1 向負載釋放。 這種變換器在高壓開關管導通期間只存儲能量， 在 截止期間才向負載傳遞，高頻變壓器在工作過程中既是變壓器又相當于一個儲能用 電感。輸出端加由電感器 Lo 和兩 Co 電容組成的一個低通濾波器 ,變壓器初級需有Cr，Rr 和 Dr 組成的 R

14、CD 漏感尖峰吸收電路反激變換器的工作原理反激變換器的工作模式反激變換器有電流斷續(xù)、電流臨界連續(xù)以及電流連續(xù) 3 種工作模式。在電流斷 續(xù)模式下，導通期間儲存在初級繞組中的能量，在下一個周期開始前完全傳遞到次 級和負載上，當次級電流回零時與下一個周期的開始之間存在一個死區(qū)時間。 在電 流臨界連續(xù)模式下，次級電流回零時剛好是下一個周期的開始時刻，是一種無死區(qū) 時間的臨界狀態(tài)。在電流連續(xù)模式下，下一個周期開始時，次級仍有剩余能量，次 級電流沒有回零，反激變換器可工作在不同模式下，但特性不同。1）斷續(xù)模式具有更高的電流峰值，在關斷期間具有更高的輸出電壓尖峰。線圈的 銅損要大一些，鐵耗也大。連續(xù)模式下

15、輸出電壓尖峰小，因變換器傳遞函數(shù)存在右 半平面零點，只有大幅降低帶寬才能使反饋環(huán)穩(wěn)定。2）斷續(xù)模式下的負載瞬態(tài)響應更快，在相同輸出功率下，初級感抗比連續(xù)模式下 初級感抗小，使得高頻變壓器體積較小。3）斷續(xù)模式下二極管的反向恢復時間不是十分重要，因為在施加反向電壓之前正 向電流為零，未出現(xiàn)由二極管反向恢復引起的振鈴現(xiàn)象，傳導 EMI 噪聲比較小。4）斷續(xù)模式一般用于負載變化小的場合。負載變化大的場合讓變換器在小電流時 工作并保持斷續(xù)模式，大電流時工作并保持連續(xù)模式，以減小電感體積。單相二極管整流橋如圖 1-4所示， VT1 和 VT4 組成一對橋臂，在 u 2正半周承受電壓 u2 ，得到觸發(fā) 脈

16、沖即導通，當 u2過零時關斷。 VT2 和 VT3 組成另一對橋臂，在 u2正半周承受電壓 -u2 ，得到觸發(fā)脈沖即導通，當 u2過零時關斷。圖 1-4 單相橋式整流電路接電阻負載時的電路及波形緩沖電路（吸收電路）緩沖電路又稱吸收電路，如圖 1-5所示。其作用是抑制電力電子器件的內(nèi)因過 壓、 du/dt、或者過電流和 di/dt ，減小器件的開關損耗。緩沖電路可分為關斷緩沖電路和開通緩沖電路。 關斷緩沖電路又稱為 du/dt抑制電 路，用于吸收器件的關斷過電壓和換相過電壓，抑制 du/dt，減小關斷損耗。開通緩 沖電路又稱為 di/dt抑制電路，用于抑制器件開通時的電流過沖和 di/dt，減小

17、開通損耗。 另一種分類方法： 緩沖電路中儲能元件能量如果消耗在其吸收電阻上， 則稱其為 耗能式緩沖電路；如果緩沖電能將其儲能元件的能量回饋給負載或電源，則稱其為 饋能式緩沖電路，或稱為無損吸收電路 6。圖 1-5 di/dt 抑制電路和充放電型 RCD 緩沖電路及波形TOPSwitch-GX 芯片TOPSwitch-GX的性能被譽為 “高效節(jié)能 ”的開關電源( SwitchingModePowerSupply-SMPS)自問世以 來 , 以其高效率、小體積、低成本等優(yōu)點已在通訊、航天、航空、工業(yè)自動化裝置及 儀器儀表等領域廣泛應用。美國動力公司 (Power Integrations-PI)于

18、二十世紀 90 年代 中期推出的新型高頻單片開關電源芯片 ,更被譽為 “頂級開關電源 ”。 PI 公司繼 TOPSwitch-FX 之后新推出的 TOPSwitch-GX 第四代單片開關電源集成電路 ,極大地 簡化了 250 W 以下的開關電源設計和縮短了產(chǎn)品的開發(fā)周期 ,為新型、高效、低成 本、小體積開關電源的推廣與普及創(chuàng)造了條件。 TOPSwitch-GX 系列器件主要包括下 列型號 :TOP242PTOP244P、TOP242GTOP244G、TOP242YTOP250Y 等共 33 種型號 ,它們主要有以下特點 :(1) 最大輸出功率由 FX 系列的 75 W 擴展到 250W;（2）

19、新增加的線路檢測端 （L） 和極限電流設定端 （X）, 代替了 TOPSwitch-FX 的多功能 端（M ）的全部控制功能 ,使用更加靈活方便 ;（3）具備軟啟動功能 ,最大限度地降低峰值電壓和電流 ,減輕了元器件啟動時的負 擔;（4）具有可編程設定極限電流和輸入電壓欠壓、過壓檢測功能 ;（5）具有線性限壓檢測 ,無關斷尖峰干擾 ;（6）負載很輕時 ,能自動將開關頻率從 132kHz 降低到 30 kHz 半頻模式下則由 66 kHz 降至 15 kHz , 從而降低開關損耗 ,進一步提高轉換效率 8。TOPSwitch-GX的內(nèi)部結構電路主要由以下幾部分組成：（1）控制電壓源 控制電壓 U

20、C 向并聯(lián)調(diào)整器和門驅動級提供偏置電壓，控制電流IC 調(diào)節(jié)占空比；（2）帶隙基準電壓 所有的臨界 TOPSwitch 內(nèi)部電壓都由一個溫度補償?shù)膸秴⒖?基準得出。該參考基準也產(chǎn)生一個溫度補償?shù)碾娏髟?，它被微調(diào)在精確設置的振蕩 頻率和調(diào)節(jié) MOSFET 柵級的驅動電流；（3）振蕩器 用于產(chǎn)生脈寬調(diào)制器所需要的鋸齒波、時鐘信號及最大占空比信號；（4）并聯(lián)調(diào)整器 /誤差放大器 誤差放大器將反饋電壓與 5.7V 基準電壓進行比較 ,輸 出誤差電流 Ifb 在 Re 上形成誤差；（5）脈寬調(diào)制器 脈沖寬度調(diào)制器提供電壓型控制環(huán)，以驅動輸出級 MOSFET，其 占空比與流入控制腳的電流成反比。該腳在 R

21、e 兩端產(chǎn)生一個電壓誤差信號，經(jīng) RC 濾波后，與內(nèi)部振蕩器鋸齒波相比較，產(chǎn)生一定占空比的波形；（ 6）門驅動級和輸出級 門驅動級用于驅動功率開關管，使之按一定速率導通。MOSFET 管的漏 -源擊穿電壓大于 700V；（7）過流保護電路 過流比較器的反向輸入端接閥值電壓U lim it ,同相輸入端接MOSFET 的漏極；（8）具有滯后特性的過熱保護電路 當芯片結溫大于 135時，過熱保護電路將關斷 輸出級；當芯片結溫低于 70時，電路恢復正常工作，即具有滯后特性；10（9）關斷 /自動重啟電路 一旦調(diào)節(jié)失控，將立即使電路在低占空比下工作，倘若故 障被排除，則自動重新啟動電源，恢復正常工作；

22、（10）高壓電流源 在啟動或滯后調(diào)節(jié)模式下，高壓電流源經(jīng)過電子開關 S 給內(nèi)部電 路提供偏置，電源正常工作時，電子開關 S 改接內(nèi)部電源，將高壓電流源關斷；（11）軟啟動 軟啟動時間為 10ms，以減輕啟動時元器件的負荷沖擊；（12）輸入過壓、 欠壓檢測及保護電路 通過外接電阻器設定過壓、 欠壓的保護電壓， 并且可以在電源關斷時防止自動重啟動脈沖的干擾；（13）輕載時自動降低開關頻率 開關頻率及占空比能隨輸出端負載的降低而自動減 少，保證其在輕載時仍具有很好的調(diào)節(jié)特性；（14）停止邏輯及開啟電壓為 1V 的電壓比較器 通過改變線路檢測端流入或流出電 流的大小及方向來控制開關電源的通、斷狀態(tài)。線

23、路檢測端內(nèi)部還增加了開啟電壓 為 1V 的電壓比較器，此開啟電壓可用于遠程通斷控制 4 。圖 2-1 TOPSwitch-GX 芯片內(nèi)部結構圖TOPSwitch-GX的引腳功能TOPSwitch-GX 的引腳排列如圖 2-2 所示，有六個引出端，分別是控制端 C，線 路檢測端 L，極限電流設定端 X ，源極 S，開關頻率選擇端 F，漏極 D。由其內(nèi)部結 構圖 4可知，該電路主要由控制電壓源、 帶隙基準電壓源、 并聯(lián)調(diào)整器 /誤差放大器、11 脈寬調(diào)制器 （PWM） 、振蕩器、門驅動級和輸出級、過流保護電路、過熱保護電路、 軟啟動電路、關斷 /自啟動電路及高壓電流源等部分組成。圖 2-2 TOP

24、Switch-GX 引腳排圖 TOP-220-7C （ Y ）封裝TOPSwitch-GX 的管腳說明：漏極（ D）:MOSFET 管漏極輸出。高壓開關電流源通過此腳為內(nèi)部提供啟動偏置 電流。開關頻率選擇端（F）:用于選擇開關頻率的輸入引腳 ,連接至源極（S）時為 132 kHz, 連接至控制端（ C）時為 66 kHz。源極（ S）:將其連接至輸出 MOSFET 源極時可得到高壓功率回饋。 極限電流設定端（ X） :從外部設定芯片的極限電流。線路檢測端（ L ）:此端具有過壓保護、欠壓保護和遠程通 /斷控制功能。 控制端（ C）:用于調(diào)節(jié)占空比的誤差放大器與電流輸入腳。反激式變換器的高頻變壓

25、器設計繞組符合安全規(guī)程磁性元件的設計是一個優(yōu)秀的開關電源設計的關鍵。合理的磁性元件電氣和物 理的設計對每一個開關電源工作的可靠性有極大的影響。已有多部介紹磁性元件原 理和設計的著作，而本次是從開關電源設計實用手冊的角度來介紹磁性元件的設計。 由于開關電源是磁性元件一個特定的應用場合，所以磁性元件的設計過程可以大大12 地簡化。這樣一來不需要理解磁性元件設計的各個方面的細節(jié)，可以最快地完成設 計。開關電源變壓器的物理繞線方法是很重要的，它會使電源性能差別很大。好的 繞線方法可以使電源性能變得非常好，反之也可以使電源噪聲很大，性能變差。開 關電源變壓器與 50/60Hz 的工頻變壓器相比，設計要求

26、更為苛刻。變壓器的繞制，主要有三個方面的因素要考慮： 1電源是否必須符合所有的安全規(guī)范。2繞組之間耦合要好。3所有繞組的漏感應盡可能小。 這些因素有些是相互影響的，所以需要采取折中辦法。如果開關電源的輸入電壓峰值高于 40V ，就要受到一個或多個國際安全規(guī)程組 織所制訂的規(guī)程約束。這些組織一般互相借鑒對方的安全規(guī)程，但設計者仍要再查 看自己產(chǎn)品所銷往的市場對這方面的要求。國際電工委員會（ IEC）是這些標準的主 要制訂者，其標準為所有歐洲共同體的安全規(guī)程組織所采用。其余的安全規(guī)程組織， 如美國 UL 、加拿大標準機構（ CAS）、和日本的 VCCI 一起努力，在 IEC 標準的基 礎上采用統(tǒng)一

27、的安全規(guī)程。這將使同一套標準在全世界范圍都可使用。在每個國家， 不同的市場也有不同的標準。市場的不同，也是 IEC 標準要努力協(xié)調(diào)的一部分。在“離線式”或輸入交流電壓 90260V 的開關電源中，通常使用的磁心是 E-E型 磁心和從 E-E 型磁心派生出來的一些磁心。這些磁心都有骨架，這使得它們制造比 較容易。安全規(guī)程組織對變壓器結構的要求是很明確的。爬電距離或輸入繞組和輸 出繞組表面的距離不能小于 4mm。為了滿足這個要求，變壓器制造者可以在骨架中 繞線區(qū)的兩端放置 2mm 厚的絕緣帶，把繞線繞在邊沿的帶子之間。這些邊沿的帶子 在絕緣的繞組之間總共增加了 4mm的距離。常見的符合 IEC 標

28、準的變壓器如圖 3-1 所示。圖 3-1 符合 IEC 的交錯離線式變壓器導線從骨架中引出的時候也要繞上絕緣帶，這也是由于標準規(guī)定導線通過這4mm 空間時的要求。輸入和輸出端之間也要有 4mm 的距離，也就是它們之間的爬電 距離要比這個大。這可以通過骨架上輸出端模壓成 “固定槽或類似的結構來實現(xiàn)。輸入的兩個極性 直流的正負端，相線與零線 之間的爬電距離最少要有 3.2mm。 表面的電導率隨著它工作時所處的環(huán)境和平均濕度的長期影響而變化。 上面提到 的爬電距離要隨著應用場合的不同而改變。設計者一定要參考適用的技術規(guī)范。額外增加的絕緣帶、絕緣套管和引出端距離使最后的變壓器成品體積更大，成 本也增加

29、。這是由于這些都是手工操作，需要花費很多時間。低漏感的繞制方法減小繞組漏感有多種方案和繞制技巧可選擇。漏感是指沒有耦合到磁心或其他 繞組的可測量的電感量。它的影響就像一個獨立的電感串接在繞組的引線上一樣。 它是導致功率開關管漏極或集電極和輸出二極管陽極上的尖峰的原因。這是由于它 的磁通無法被二次繞組所匝鏈。對于已選定的磁心和計算好的繞組，可以根據(jù)式（ 3-1）估算漏感。leakK 1 L mt n x1 0 W0 1Ti n s 33-1)式中 K 取 3Lmt 整根繞線線繞在骨架上平均每匝的長度，單位為 in；nx 繞組所包含的匝數(shù)；W1繞組的寬度，單位為 in；Tins 繞線的絕緣厚度，單

30、位為 in；bw 制作好的變壓器所有繞組的厚度，單位為 in。公式給出了影響繞組漏感的主要因素。變壓器設計者能夠控制的主要因素是選 擇磁心中柱長的磁心。繞組越寬，漏感越小。一次二次耦合的好壞對一次漏感也有 很大的影響。這點可以從把一次繞組分成兩半，二次繞組夾在中間或交錯在中間的14繞法中看出來另外一個比較麻煩的變壓器寄生參數(shù)是線圈的匝間電容，這可以分布在整個繞 組各個線圈之間的小電容來表示。一次輸入電壓較高的變壓器，繞線間的分布電容 是一個問題。特別是離線式或高輸入電壓的開關電源中，這個問題就更突出了。這 個寄生電容是由于同一繞組鄰近線圈的電位不同而引起的。式(3-2)表示的就是0.0194V

31、3-2)個繞組中兩匝之間存儲的能量，并且這個公式說明了這些電容產(chǎn)生的原因。在開工 轉換時，這個能量就以尖峰的形式釋放。ln( 2s)dE (stored )式中 S繞組之間的距離，單位為 m；d導線直徑，單位為 m。如果線圈一層接著一層來回繞，分布電容存儲的能量就很大。最后，線圈間的 電壓差也很大，甚至有可能接近絕緣擊穿電壓。這會得到很糟的結果。這些減小分布電容的繞制方法可以極大地減小導線間的絕緣壓力，減小了相鄰 線圈間由于絕緣被擊穿而產(chǎn)生電弧的可能性。變壓器緊密耦合的繞制方法一次與二次，二次與二次繞組的緊密耦合，是變壓器設計者最理想的目標。1.絞合繞法 這種方法是通過一對絞合的導線來增加繞組

32、間的耦合。就是把兩根或更多的導 線絞合在一起，然后把它們同時繞到骨架上。絞得太緊，容易損壞絕緣層。這種方 法保證所有的線繞在相鄰近的位置，所有可以提供最好的耦合效果。即使繞組的匝 數(shù)不一樣，繞組只有部分是絞合在一起的，這種方法也有助于提高繞組間的耦合因 數(shù)。2 多線繞組法 . 這種繞線技術就是把兩根或多根導線放在一起同時繞，不過并沒有把這些導線15絞合在一起。大部分時候是把它們緊挨在一起的。當然，如果一次電壓峰值高于 40V 時，不能用多線繞組或絞合繞組的繞制方法 來同時繞一次和二次繞組。輸入電壓低于 AC206V 時，安全規(guī)程機構要求一次、二 次繞組之間放三層 1mil 的聚酯薄膜。 這會破

33、壞這兩個繞組間的耦合。 為了提高一次、 二次繞組之間的耦合，可以把這兩個繞組交錯在一起（見圖3-1）。這種繞法比起只是簡單地把二次繞組繞在一次繞組上的繞法，所花的勞動量更大。因此，在一次、 二次繞組匝數(shù)比超過 15-20:1 時候，推薦使用這種交錯繞法。這就包括輸入電壓為 AC240V 或比這高而輸出電壓不高于 DC+5V 的電源。從圖 3-3 就可以看出，交叉繞 法在輸入電壓 AC480V 的離線反激式電路中的效果。圖 3-3 在離線反激式變換器中交叉繞制方法對波形的影響 從這兩張波形圖中，容易看出它們之間的尖峰能量的區(qū)別。通常這些能量消耗 在一次側的鉗位或吸收電路中。采用上述變壓器繞線技術

34、，盡管會增加變壓器的成本，但是效果比較好，可以提 高整個電源的性能。對于整個電源的長期運行來說，可以節(jié)省資金。確定磁心的尺寸16確定磁心的尺寸對于某個應用場合來說，選擇磁心尺寸要考慮五個主要因數(shù)：因素：影響的參數(shù)：輸出功率Ac （磁心橫截面積）磁通是雙象限，還是單象限的Ac （磁心橫截面積）輸入電壓Aw （磁心窗口面積）繞組數(shù)目Aw （磁心窗口面積）繞線方式Aw （磁心窗口面積）每個制造廠商都用自己不同的方法來確定磁心尺寸。有些是用圖表的方法，有些只是簡單地說明在特定的應用場合下各種磁心可以傳遞能量，還有些是用含義模 糊的是式子來說明，這些式子采用不同的工程單位，會使人困惑。下面介紹估計初 始

35、磁心尺寸的兩種方法。磁心尺寸選擇方法 1根據(jù)應用場合， 確定功率是在表 3-1的哪個功率范圍內(nèi)。 從符合要求的磁心制造廠商中，選擇尺寸最接近或稍大一點的磁心。表 3-1 輸出功率與大致的磁心尺寸的關系確磁心尺寸選擇方法 2 這種方法首先假設變壓器是單繞組。每增加一個繞組并考慮安全規(guī)則要求，就 需要增加繞線面積和磁心尺寸。它將綜合影響磁心的 “窗口利用因數(shù) ”。在確定基本 的單繞組電感磁心尺寸時，可用這個窗口利用因數(shù)來調(diào)整。第一步是確定單繞組電感的磁心尺寸。這可以通過式（ 3-3）來求得。Wa Ac 0.68Poutdw 103Bmax f3-3)式中 dw 一次繞組的導線截面積，單位為 cir

36、 mil 或in2；Bmax 工作時的最大磁通密度，單位為 G；工作頻率；17Pout電源的總輸出功率用 MKS （米千克 秒）制時，使用下面公式：WaAc0.68PoutdwBmax3-4)式中 dw 一次繞組的導線截面積，單位為 cm2；Bmax 工作時的最大磁通密度，單位為 T；f 工作頻率；Pout 電源的總輸出功率 ,單位為 W。 接下來要確定窗口利用因數(shù)，然后計算總的窗口利用因數(shù)。窗口利用因數(shù)可以 從表 3-2 中得到。表 3-2 變壓器窗口利用因數(shù)可以利用下面式子把這些獨立的窗口利用因數(shù)綜合起來：Knet KaK b（3-5）最后從下面式子可以得到變壓器磁心的估計尺寸：Wa Ac

37、 K netWa Ac（ 3-6）在美國，結果是用 in 4來表示的，而對于一個使用公制的系統(tǒng)是用 m4 來表示。這 兩鐘單位制的轉換如下：1m4 2.402 106in 4（3-7a）4 7 41in 4 4.162 10 7 in 4（3-7b）有些磁心制造廠家的數(shù)據(jù)手冊給出了磁心參數(shù) WaAc ，這和上面的計算公式是一 致的。要選擇最接近或稍大一點的磁心。也可以根據(jù)磁心制造廠家確定磁心尺寸的方法進行變壓器設計。其實本階段變18壓器的設計只是一個粗略的估計反激式變壓器的設計反激式變壓器的工作與正激式變壓器不同。正激式變壓器兩邊的繞組是同時流 過電流的，而反激式變壓器先是通過一次繞組把能量儲

38、存在磁心材料中，一次側關 斷后再把能量傳到二次回路。因此，典型的變壓器阻抗折算和一次、二次繞組匝數(shù) 比關系不能在這里直接使用。這里的主要物理量是電壓、時間、能量。為了變壓器 可靠工作，就需要有氣隙。剛開始，在開關管導通時把一次繞組看作是一個電感器件，滿足I pkVin TonLpri3-8)用 Ton max f 代到上式中，移項整理后，用以知的電源工作參數(shù)，通過式（ 3-9）可 算出一次最大電感LpriVin (min)3-9)pk式中 max 最大占空比（通常取 0.5）。 這個電感值是在輸入最小工作電壓時，電源輸出仍能達到額定輸出電壓所允許 選擇的最大電感值。在開關管導通的每個周期中，存

39、儲在磁心的能量為；L pri I p2kE stored（3-10）2要驗證變壓器最大連續(xù)輸出的功率能否滿足負載所需要的最大功率，可以使用下式：Pin(core )2 Lpri I pk f op Pout3-11)磁心制造廠商為氣隙長度提供了一個 Al 的參數(shù)。這參數(shù)是電感磁心線上 1000匝后的數(shù)據(jù)。根據(jù)設計好的電感值，繞線的匝數(shù)可以用式（ 3-12）計算方法確定。pri10003-12)19式中 Lpri 一次電感量，單位為 mH。如果有些特殊的帶有氣隙的磁心材料沒有提供 AL 的值，可用式（ 3-13）priBlmax gap ( actual )0.4 I3-13)pk式中 l ga

40、p 氣隙長度Npri 代表的是最大的一次電感值，這個值就是在可以預計的最小輸入電壓下，在一 個周期內(nèi)能把所需能量存儲到磁心的電感值。根據(jù)式（ 3-14），輸出最大功率時的二次繞組匝數(shù)。NsecN pri (VoutVfwd )(1(max) )3-14)in (min)(max)式中Vfwd 預計的輸出整流器的正向壓降。 上式算出來的結果應該看作是最大的匝數(shù)，因為匝數(shù)越多的話，二次電感量也 越大，因此把磁心的能量釋放完需要更長的時間。這樣算出來的結果往往不是整數(shù)， 而很多磁心不支持帶小數(shù)的匝數(shù)，這就要在磁心允許的范圍內(nèi)選取最接近這個小數(shù) 的整數(shù)?，F(xiàn)在考慮二次繞組的安排了。設計者可能會選用自耦變

41、壓器式的二次繞組或隔 離式二次繞組。由于反激式的二次側是半波整流的，所以非中間抽頭的繞組或全波 整流橋是不能用的（見圖 3-4）。一旦要設計的二次繞組的繞法確定后，就要檢查磁 心的窗口面積是否能裝下這個繞組。20圖 3-4 反激式變壓器二次繞組的安排a）有中間抽頭的二次側b）相互隔離的二次側在反激式變換器中，變壓器的物理結構設計是比較苛刻的。如果設計不當，會 產(chǎn)生電壓尖峰，這會影響半導體器件的可靠工作 2。單端反激式開關電源 - 主電路設計單端反激式開關電源主電路介紹EMI 輸入濾波器部分中，市電經(jīng)過 3.15A 的保險管，再經(jīng)安全電容亦稱 “X電 容”C9和大小為 22mL 的共模扼流圈 L

42、1完成一次濾波。然后經(jīng) 2A/600V 的整流橋（BR） 對輸入進行整流，再通過由 C2、 R3、VDZ 、 VD1構成的緩沖電路進一步降低電磁干 擾。其中瞬態(tài)電壓抑制器 VDZ （P6KE200）和超快恢復二極管 VD1 （UF4005）組成 初級鉗制電路，能吸收泄露電感的能量， 將漏極電壓鉗制在安全值。 另外，由 C2 和R3 構成的 RC 吸收回路能進一步降低電磁干擾。這次的高頻變壓器采用 EE25型磁心，配 10 引腳的骨架要留一點氣隙。 初級繞組21 采用 0.38mm漆包線繞 58匝，次級繞組用 4 股 0.38mm 漆包線并繞 6 匝，輔助繞 組用 0.38mm漆包線繞 2 匝。

43、輸出整流濾波電路由 VD3、C6、C7 、C8 和L2構成。把 C6和C7并聯(lián)起來可降低 濾波電容的等效電感， VD3是用 20A/100V 的肖特基二極管 MBR20100，L2用 3.3 的磁珠。而 C12與R11并聯(lián)在 VD 3兩端，能防止 VD3在高頻開關狀態(tài)下產(chǎn)生自激振蕩。 C13 為安全電容也稱為 “Y電容”，它接在高頻變壓器的初、次級繞組之間，耐壓值為 280V。單端反激式開關電源驅動電路介紹由于此次本人是負責主電路部分，所以以下只對驅動電路作個簡單的介紹。由圖 4-1可見，精密光耦反饋電路由 PC817和TL431 組成。輸出電壓經(jīng) R9和R10取樣后， 與 TL431 內(nèi)部的

44、基準電壓進行比較， 產(chǎn)生出的誤差電壓通過 PC817 去調(diào)整 TOP244Y 的輸出占空比，實現(xiàn) PWM 控制。而 C10與 R8為頻率補償網(wǎng)絡， R6用于設定環(huán)路的 直流增益。 VD4 與C11是用于組成軟啟動電路，避免在啟動電源時發(fā)生過載現(xiàn)象。在 TOP管L端接大小為 2 的電阻 R1 ，能實現(xiàn)過電壓值為 450V（DC），欠電壓值為 100V（DC）的輸入過電壓 /欠電壓保護。 X 端的外接電阻 R4能將 TOP244Y 極限電流 減小到標稱值的 85%。電阻 R2 可以在輸入電壓升高時限制電源的最大輸出功率。設計結果及分析、實驗結果1在實驗室上電后，對成品在 85V 到 220V 的電

45、壓范圍內(nèi)進行輸出端空載測試。分 別用萬用表測量整流后的整流電壓與空載輸出電壓，結果如表5-1。表 5-1 空載測試22交流輸入 U（ V ）整流電壓（ V ）輸出電壓 Uo（V）851211361151601351452041381752491372203131392在實驗室上電后，對成品在 85V 到 220V 的電壓范圍內(nèi)進行輸出端負載為 938 與 501 測試。分別用萬用表測量整流后的整流電壓與負載輸出電壓，結果如表5-2與表 5-3。表 5-2 負載為 938 測試交流輸入 U（ V ）整流電壓（ V ）輸出電壓 Uo（V）85119116115164132145208121175251125220316125表 5-3 負載為 501 測試交流輸入 U（ V ）整流電壓（ V ）輸出電壓 Uo（V）8511912.711516312.914520512.