兩級(jí)CMOS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)與spectrum仿真

1、LAB2兩級(jí)CMOS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì) vout 圖1兩級(jí)CMOS運(yùn)算放大器 :基本目標(biāo): 參照CMOS模擬集成電路設(shè)計(jì)第二版 p223.例設(shè)計(jì)一個(gè) CMOS兩級(jí)放大器，滿足以下 3 指標(biāo): A 5000v/V(74db) Vdd 2.5V VSS 2.5V GB 5MHz CL 10 pF SR 10V/ s Vout范圍二 2V ICMR 1 2V Pdiss 2mW 相位裕度：60： 為什么要使用兩級(jí)放大器，兩級(jí)放大器的優(yōu)點(diǎn)： 因此單級(jí)電路增益被抑制在 單級(jí)放大器輸出對(duì)管產(chǎn)生的小信號(hào)電流直接流過(guò)輸出阻抗, 輸出對(duì)管的跨導(dǎo)與輸出阻抗的乘積。在單級(jí)放大器中，增益是與輸出擺幅是相矛盾的。要想 得

2、到大的增益我們可以采用共源共柵結(jié)構(gòu)來(lái)極大地提高輸出阻抗的值，但是共源共柵結(jié)構(gòu)中 堆疊的MOST不可避免地減少了輸出電壓的范圍。因?yàn)槎嘁粚庸茏泳鸵辽俣嘣黾右粋€(gè)管子 的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。這樣在共源共柵結(jié)構(gòu)的增益與輸出電壓范圍相矛盾。為了緩解這種矛盾引進(jìn) 了兩級(jí)運(yùn)放，在兩極運(yùn)放中將這兩點(diǎn)各在不同級(jí)實(shí)現(xiàn)。如本文討論的兩級(jí)運(yùn)放，大的增益靠 第一級(jí)與第二級(jí)相級(jí)聯(lián)而組成，而大的輸出電壓范圍靠第二級(jí)這個(gè)共源放大器來(lái)獲得。 典型的無(wú)緩沖CMOS!算放大器特性 邊界條件 要求 工藝規(guī)范 見(jiàn)表2、3 電源電壓 2.5V 10% 電源電流 100M a 工作溫度范圍 070 特性 要求 增益 70dB 增益帶寬 5MHz

3、 建立時(shí)間 1 s 擺率 5V /卩 s ICMR 1.5V CMRR 60dB PSRR 60dB 輸出擺幅 1.5V 輸出電阻 無(wú)，僅用于容性負(fù)載 失調(diào) 10mV 噪聲 100 nV/PZ （1kHz 時(shí)） 版圖面積 5000 （最小溝道長(zhǎng)度）CSMC Double Poly Mix CMOS process model 表1典型的無(wú)緩沖CMOS!算放大器特性 二：兩級(jí)放大電路的電路分析： 圖1中有多個(gè)電流鏡結(jié)構(gòu)，M5,M8組成電流鏡，流過(guò) M1的電流與流過(guò)M2電流 ldi,2 Id3,4 ld5/2，同時(shí)M3 M4組成電流鏡結(jié)構(gòu)，如果 M3和M4管對(duì)稱，那么相同的結(jié) 構(gòu)使得在x, y兩點(diǎn)

4、的電壓在 Vin的共模輸入范圍內(nèi)不隨著Vin的變化而變化，為第二極放 大器提供了恒定的電壓和電流。圖1所示，Cc為引入的米勒補(bǔ)償電容。 表2m工藝庫(kù)提供的模型參數(shù) 工藝 V th 0 tox 0 參數(shù) NMOS PMOS 單位 V m cmV S 表3 一些常用的物理常數(shù) 常數(shù) 符號(hào) 常數(shù)描述 值 單位 KT 室溫下 21 4.144 10 J 0 自由空間介電常數(shù) 14 8.854 10 %m ox 二氧化硅的介電常數(shù) 3.5 10-13 久m 利用表2、表3中的參數(shù) K 0Cox 計(jì)算得到 Kn 110 2 A/V Kp 62 2 A/V 第一級(jí)差分放大器的電壓增益為： ox /tox g

5、m1 (1) g ds2 g ds4 Av2 g m6 (2) gds6 gds7 第二極共源放大器的電壓增益為 所以二級(jí)放大器的總的電壓增益為 Av g ml gm6 g ds2 g ds4 g ds6 gds7 2 gm2g m6 1 5 ( 24 )I 6( 67) (3) 相位裕量有 180 1 GB1 GB1 GB tan P tan P tan (W)60 要求 60的相位裕量，假設(shè) RHP零點(diǎn)高于10GB以上 tan 11 GB (Av) tan () tan IP2I 1 0 (0.1) 120 tan 1(GB) 24.30 IP2I 所以 P2 2.2GB gm6 2 2(

6、 g m2 ) Cc Cl 由于要求60的相位裕量，所以g匹10（如） CcCc gm6 10gm2 2.2Cl 可得到 CcL 0.22Cl = 10 因此由補(bǔ)償電容最小值，為了獲得足夠的相位裕量我們可以選定 考慮共模輸入范圍： Cc=3pF 在最大輸入情況下, 考慮 M1處在飽和區(qū)，有 Vdd VsG3 Vic (max) Vn Vtn1Vic (max) Vdd V sG3 Vtn 1 (4) 在最小輸入情況下, 考慮 M5處在飽和區(qū)，有 Vic (min) Vss Vgs1 Vsat5Vic (min) VgS1Vsat5 (5) 15 而電路的一些基本指標(biāo)有 P1 gm1 A/Cc

7、(6) GB是單位增益帶 寬 P1是3DB帶寬 P2 g m6 Cl (7) Av P1 gm6 Cc (8) (9) GB血 Cc CMR: 正的CMRVin（最大）=VDd 仏Vt3 （最大）Vt1（最?。?(10) 負(fù)的CMRVin（最?。?V F |Vti （最大）Vds5（飽和） （12） 由電路的壓擺率SR邑得到 CC |d5=(3*10 -12)()10*10 6）=30卩A（為了一定的裕度，我們?nèi)ref 40 A o ）則可以得到, 1 d1,21 d3,41 d5 / 220 A F面用ICMR的要求計(jì)算（W/L）3 (93(K3)Vdd Vsg3 VTN12 11/1 所

8、以有(W)3 = (WL)4=11/1 g 1612 由 GBm- , GB=5MH,我們可以得到 gm1 5 10 2 3 1094.2 s CC 2 即可以得到（W/L）1何）著2/1 用負(fù)ICMR公式計(jì)算Vsat5由式（12）我們可以得到下式 VIC (min)Vss VGS1 VDsat5 如果VdS5的值小于100mv,可能要求相當(dāng)大的（W/L）5，如果VDsat5小于0,貝卩ICMR的 設(shè)計(jì)要求則可能太過(guò)苛刻，因此，我們可以減小|5或者增大（W/L）5來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題，我 們?yōu)榱肆粢欢ǖ挠喽任覀僔ic （min）等于為下限值進(jìn)行計(jì)算 | - VDsat5 1 則可以得到的Vsat5進(jìn)

9、而推出 S5 （W/L）525）211/1 K5 （VDsat5）2 即有(W/L)5(W/L)811/1 為了得到60的相位裕量，gm6的值近似起碼是輸入級(jí)跨導(dǎo)gmi的10倍（alien書(shū)例）， 我們?cè)O(shè)gm6 10gmi 942 s，為了達(dá)到第一級(jí)電流鏡負(fù)載（M3和M4的正確鏡像，要求 VsG4Vsg6，圖中x，y點(diǎn)電位相同 我們可以得到（W/L）6（W/L）4-64/1 gm4 進(jìn)而由gm6 _2Kp（W/L）6ld6我們可以得到直流電流 d6 g m6 2K6（W/L）6 2 gm6 113.7 A 同樣由電流鏡原理，我們可以得到 Id7 （W/L）7衛(wèi)（W/L）5 32/1 I d5

10、三：指標(biāo)的仿真和測(cè)量 電路基本元件的spice網(wǎng)表 ibc:s yn opsys tt m1 x vin vn vss mn w=2u l=1u m2 y vin vn vss mn w=2u l=1u m3 x x vdd vdd mp w=11u l=1u m4 y x vdd vdd mp w=11u l=1u m5 vn 3 vss vss mn w=11u l=1u m6 vout y vdd vdd mp w=64u l=1u m7 vout 3 vss vss mn w=32u l=1u m8 3 3 vss vss mn w=11u l=1u Iref vdd 3 40u Vd

11、d vdd 0 dc Vss vss 0 dc Vin vin 0 dc 0 .end 1、DC分析 圖2 VOUT、M5管電流、M7管電流、Vx與Vy與輸入共模電壓變化的關(guān)系 Vss Vth+Vss M3, M4工作在飽和區(qū)。而由于此時(shí)電流不是很大，導(dǎo)致VSG 3,4不是很大，這樣導(dǎo)致 Vx 的電壓還是比較高，所以 M1, M2工作在飽和區(qū)。M5由于這個(gè)時(shí)候的電流不很大，仍然工作 在線性區(qū)。即這時(shí) M1,M2,M3,M4都工作在飽和區(qū)，M5工作在線性區(qū).M6會(huì)隨著Vx電壓的下 降而導(dǎo)通。而剛開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)，Vout的比較?。ㄟ@是由于M7管此時(shí)仍然處于線性區(qū)，VDS7較 ?。琕sd6比較大而使得

12、 M6管工作在飽和區(qū)。 隨著Vin的進(jìn)一步的增大，M5的電流增大，M5的漏極電壓也隨著增大，最后一直到 M1,M2,M3,M4，M5都工作在了飽和區(qū)。而此時(shí)Vy的電壓變得恒定了。 2、測(cè)量輸入共模范圍 即把運(yùn) 運(yùn)算放大器常采用如圖 3所示的單位增益結(jié)構(gòu)來(lái)仿真運(yùn)放的輸入共模電壓范圍， 放的輸出端和反相輸入端相連，同相輸入端加直流掃描電壓，從負(fù)電源掃描到正電源。得到 的仿真結(jié)果如圖3所示（利用MOS管的GD極性相反來(lái)判斷放大器的同相端與反相端） 十 VlN Vdd SS 圖3測(cè)量共模輸入范圍的原理圖 圖4測(cè)量共模輸入范圍的電路圖 rr汕b suzhou2 schemat c :22 13：2：1

13、S 20C9 5 hie Frit Framf! Graph Axis Trsirp Msirki?r Zmm lenk Hplp 爭(zhēng)內(nèi)需寫(xiě)IE曲時(shí)廚滬目：卄半朝 /|Latel DC Response -2 -1 0 0 # = Eclecticri at:urnjlate nndtae an 圖5運(yùn)放的輸入共模電壓范圍 從圖中可以得到輸入共模范圍滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)（-1V2V） 3、測(cè)量輸出電壓范圍 在單位增益結(jié)構(gòu)中，傳輸曲線的線性收到ICMR限制。若采用高增益結(jié)構(gòu)，傳輸曲線的 線性部分與放大器輸出電壓擺幅一致，圖6為反相增益為10的結(jié)構(gòu)，通過(guò) R-的電流會(huì)對(duì)輸 出電壓擺幅產(chǎn)生很大的影響，要注意

14、對(duì)其的選取，這里我們選取R=50K ，R=60K .圖8 為輸出電壓范圍 VDD VSS 圖6測(cè)量輸出電壓范圍的原理圖 圖7測(cè)量輸出電壓范圍的電路圖 圖8輸出電壓的范圍 可以看出輸出電壓擺率大概在 -2V2V之間，基本滿足要求 4、測(cè)量增益與相位裕度 相位裕度是電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)非常重要的指標(biāo)，用于衡量負(fù)反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性， 并能用 來(lái)預(yù)測(cè)閉環(huán)系統(tǒng)階躍響應(yīng)的過(guò)沖， 定義為：運(yùn)放增益的相位在增益交點(diǎn)頻率時(shí) （增益幅值等 1的頻率點(diǎn)為增益交點(diǎn)），與-180 相位的差值。 圖9測(cè)量增益與相位裕度的原理圖 - = - (a) (b) 圖10運(yùn)放的交流小信號(hào)分析 從圖中看出，相位裕度 63,增益66dB,增

15、益指標(biāo)未達(dá)到，單位增益帶寬僅有4GB左 5、電路存在的問(wèn)題與解決 1、 共模輸入范圍的下限可以進(jìn)一步提高。 這時(shí)我們觀察計(jì)算過(guò)程發(fā)現(xiàn)它主要由 M5管來(lái) 確定。為了能夠使范圍下限更小，我們加大 M5管寬長(zhǎng)比，以降低 M5管的飽和電壓，這樣 M7和M8的寬長(zhǎng)比也要按比例往上調(diào)。當(dāng)（ W/L=50/1 ）可以實(shí)現(xiàn)指標(biāo)。此時(shí) （W/L）7 144/1、 （W/L）8（W/L）550/1。這樣輸入共模范圍指標(biāo)就提高了。 2、 gm6并不足夠大，需要加大M6管的寬長(zhǎng)比來(lái)實(shí)現(xiàn)。以保證gm6能夠盡可能的大于 10gm1，從而實(shí)現(xiàn)良好的相位裕度?？梢酝ㄟ^(guò)加大 M7管來(lái)加大電流以達(dá)到增加 gm6的目的。 當(dāng)然，也

16、可以增加 M6管的寬長(zhǎng)比來(lái)實(shí)現(xiàn)。同時(shí)單位增益帶寬過(guò)低，可以通過(guò)提高gm1來(lái)實(shí) 現(xiàn)提咼GBf直，但是注意給gm6帶來(lái)的負(fù)面影響。 3、增益不夠大，只有 66dB多點(diǎn)。關(guān)于這一點(diǎn)，根據(jù)表達(dá)式，我們有幾種解決的方案： 一種是可以加大 M1和M6管來(lái)加大寬長(zhǎng)比，以加大 gm1和gm6 ;另一種，可以加大 M1、M4 M6 M7中的管子的溝道長(zhǎng)度（寬和長(zhǎng)同比例增加），來(lái)增加各級(jí)的輸出電阻。但是同比例增 加M4管寬和長(zhǎng)要注意第三極點(diǎn)的位置 （在x點(diǎn)處存在鏡像極點(diǎn)），寬和長(zhǎng)的同比例增加會(huì)使 得鏡像極點(diǎn)位置減小，這是因?yàn)楣茏拥拿娣e增大使得寄生電容加大。另外，我們還可以減小 M7管寬長(zhǎng)比，以減小ld7來(lái)提高增益

17、。 需要解決的問(wèn)題，我們需要加大M6的寬長(zhǎng)比（對(duì)以上三個(gè)方面都有正向作用），但是僅 僅加大M6的寬長(zhǎng)比，對(duì)于增益方面還不夠， 還需要加大 M1寬長(zhǎng)比，使得gm1增加，使得GB 值的問(wèn)題也得到解決。 綜合以上問(wèn)題的分析，我們加大M6的寬長(zhǎng)比（1, 2, 3）,加大M7管寬長(zhǎng)比（3）,同比 例加大M1 M2 M3 M4 M6管的寬和長(zhǎng)（3）,最終我們得到： 表4運(yùn)放中功率管的計(jì)算值與仿真值 MOS管 W/L （計(jì)算值） W/L （仿真值） M1、M2 2 m/1 m 8 m/2 m M3 M4 11 m/1 m 22 m/2 m M5 M8 11 m/1 m 50 m/1 m M6 64 m/1

18、m 210 m/2 m M7 32 m/1 m 225 m/1 m 6、修改電路后的AC分析 在共模輸入電壓分別為-1V和+2V以及0V勺條件下做交流小信號(hào)分析，得到低頻小信號(hào)開(kāi) 環(huán)電壓增益的幅頻與相頻特性曲線，如圖11圖13 圖11 dc=OV時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為 dB 圖12 dc=2V時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為 dB 圖11 dc= -1V 時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為 表5三種共模輸入電壓下的運(yùn)放小信號(hào)分析 共模電壓 0V 2V -1V 低頻增益 dB dB GB MHz MHz MHz 相位裕度 O o o 7、電源電壓抑制比測(cè)試 因?yàn)樵趯?shí)際使用中的電源也含有紋波，在運(yùn)算放大器的輸出中引入很大的噪聲，為了有 效抑制電源噪聲對(duì)輸出信號(hào)的影響，需要了解電源上的噪聲是如何體現(xiàn)在運(yùn)算放大器的輸出 端的。把從運(yùn)放輸入到輸出的差模增益除以差模輸入為0時(shí)電源紋波到輸出的增益定義為運(yùn) 算放大器的電源抑制比，式中的vdd=0，vin=0指電壓源和輸入電壓的交流小信號(hào)為0,而不 是指它們的直流電平。需要注意的是，電路仿真時(shí)，認(rèn)為MO管都是完全一致的，沒(méi)有考慮 制造時(shí)MO管的失配情況，因此仿真得到的PSR都要比實(shí)際測(cè)量時(shí)好，因此在設(shè)計(jì)時(shí)要留有 余量。 PSRR (13) 圖12 電源抑制比的原理圖 fl fii駅HpF- i-i 貳鼻口耗