反激flyback淺析

1、反激拓?fù)?flyback )淺析施鑫淼2010年11月目錄1、反激變換器的適用范圍 22、反激變換器的基本工作原理 23、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) 34、反激拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn) 45、DC就激變換器設(shè)計(jì)實(shí)例：變換器要求 46、總體拓?fù)?7、變壓器設(shè)計(jì)67.1 確定輸入整流濾波電容和 DC輸入范圍67.2 確定占空比77.3 確定匝數(shù)比和開關(guān)管最大耐壓 77.4 初選磁芯97.5 計(jì)算輸入電流峰值和原邊電感值 97.6 計(jì)算初級匝數(shù)和線徑 107.7 計(jì)算次級匝數(shù)和線徑 117.8 集膚效應(yīng)的考慮1

2、17.9 計(jì)算繞組系數(shù)127.10 變壓器的繞制138、主要元器件的確定 138.1 輸入濾波電容138.2 開關(guān)mos管138.3 輸出二極管148.4 輸出電容148.5 啟動電阻159、Snubber 設(shè)計(jì) 159.1 輸入開關(guān)管 RCD甘位設(shè)計(jì) 159.2 輸出二極管鉗位設(shè)計(jì)169.3 兩種鉗位方式比較 1710、反饋電路設(shè)計(jì) 1711、3843周邊線路1912、一些相關(guān)問題 2012.1 漏感的影響2012.2 氣息的作用2012.3 噪音2113、EMI 分析21Notice 211、反激變換器的適用范圍由于不需要接輸出濾波電感，使得反激變換器的成本較低、體積較小，所以 這種拓?fù)湓?/p>

3、輸出功率為5150W勺電源中廣泛應(yīng)用。適用于高電壓、低功率場合。 主要應(yīng)用于小型儀器、儀表，家用電器等電源，自動化設(shè)備中的控制電源。除了功率以外，一般在選擇用反激拓?fù)鋾r(shí)還應(yīng)考慮以下限制： 若輸出電流很 大，且輸出電壓紋波要求較高時(shí)不適宜用反激拓?fù)洌?因?yàn)檩敵鰹V波電容將會很難 選擇；若輸出多于三組或四組時(shí)，最好不要用反激拓?fù)?，因?yàn)榇渭壞芰枯敵鰰r(shí)是 按漏感的大小來進(jìn)行分配的，如果繞組間漏感不匹配，就會影響到輸出調(diào)整率， 沒有直接取反饋的那路的電壓容易隨負(fù)載變化而劇烈變化。2、反激變換器的基本工作原理反激基本電路反激拓?fù)浠倦娐啡缟蠄D所示。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊電感電流開始上升，此時(shí)由于次級同名

4、端的關(guān) 系，輸出二極管截止，變壓器儲存能量，負(fù)載由輸出電容提供能量。當(dāng)開關(guān)管截止時(shí)，變壓器原邊電感感應(yīng)電壓反向，此時(shí)輸出二極管導(dǎo)通，變 壓器中的能量經(jīng)由輸出二極管向負(fù)載供電，同時(shí)對電容充電，補(bǔ)充剛剛損失的能 量。3、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode)根據(jù)次級電流是否有降到零，反激可以分為DCMF口 CCM5種工作模式。兩種模式有其各自的特點(diǎn)。下面兩種工作模式時(shí)的波形。奉 11I1L, rtIt':Un皿5jtI|一t,.|II反激變換器工作在CC M下的魯個(gè)波形兩種工作模式有完全不同的工作特性

5、和應(yīng)用場合。 以下是這兩種工作模式的 優(yōu)缺點(diǎn)比較。DCM勺初級電流、次級電流可達(dá) CCM勺兩三倍，要求更大電流的開關(guān)管、輸 出二極管以及耐高紋波的輸出濾波電容。大的峰值電流會造成嚴(yán)重的RFI問題。反激電路中變壓器磁芯的磁通密度取決于繞組中電流的大小。 在最大磁通密 度相同的條件下，CCMF的磁通密度的變化范圍要比 DCMJ、，由Vi=N*AB*Ae/DT 可知，CCMS對而言需要較多的匝數(shù)或是較大的磁芯。磁芯的利用率較低。CCMF輸出二極管在截止時(shí)，由于二極管反向恢復(fù)電流的影響，會有較大的 開關(guān)損耗，需要反向恢復(fù)時(shí)間短的二極管。而在DCMF,二極管在截止前已經(jīng)沒 有電流通過了，PN吉中的存儲電

6、荷已經(jīng)自己完成了復(fù)合，所以不存在反向恢復(fù) 的問題。DCMF只有極小的反向電流，是由二極管結(jié)電容引起的。DCMf CCM目比由于勵磁電感小而響應(yīng)較快， 輸出負(fù)載電流和輸入電壓突變 時(shí)輸出電壓瞬態(tài)尖峰低。4、反激拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)反激拓?fù)潆娐繁容^簡單，反激變壓器既充當(dāng)變壓器，又充當(dāng)電感，因此不用 像正激拓?fù)淠菢有枰粋€(gè)大的儲能濾波電感，以及一個(gè)續(xù)流二極管。所以反激拓 撲的體積要比正激拓?fù)涞捏w積小， 且成本也要低。不需要加磁復(fù)位繞組。反激拓 撲要求調(diào)控占空比的誤差信號幅度要比較低。反激的缺點(diǎn)也很明顯。電壓和電流的輸出特性要比正激拓?fù)涞牟睿ㄝ敵鲭娏骷y波較大）。由于反激拓?fù)渥儔浩鞯蔫F芯一般需要留一定的氣隙，反

7、激拓?fù)渥儔?器初級和次級線圈的漏感都比較大， 開關(guān)電源變壓器的工作效率低。只適合小功 率開關(guān)電源（5-150W）。5、DCMJ激變換器設(shè)計(jì)實(shí)例：變換器要求主要介紹如何來設(shè)計(jì)一個(gè)反激變換器。下面通過一個(gè)實(shí)際的設(shè)計(jì)過程來做一 個(gè)較詳細(xì)的說明。首先，我們需要確認(rèn)下變換器的要求，確定用反激拓?fù)涫欠窈线m。如要設(shè)計(jì) 一個(gè)如下參數(shù)的變換器。輸入電壓：85-265VAC (50HZ)輸出電壓：24V最大輸出電流：1A估計(jì)效率：80%計(jì)算輸入功率Rn = 24*1/0.8=30W有了這些要求之后，我們還要來確定變換器的開關(guān)頻率。 這個(gè)是主觀選擇的。 工開關(guān)頻率的確定，是變壓器鐵損和銅損、 MOSFET開關(guān)損耗R

8、ds(on)損耗，經(jīng) 過不斷優(yōu)化的結(jié)果(效率和EMI特性的實(shí)現(xiàn)成本達(dá)到平衡)。一般來說在100K以 下能有較好的綜合效果。這里我們就選擇為 f=50KHZ。根據(jù)這個(gè)拓?fù)涞纳釛l件來確定導(dǎo)線的電流密度。根據(jù)散熱條件可以取36A/mmA2。這里我們選擇 J=4A/mmA2。另外還要確定一下鐵芯的類型，出于成本考慮，選用 PC40材質(zhì)。PC40材質(zhì) 在100c的時(shí)候飽和磁密Bs為0.39T,剩磁密度Br為0.055T。為避免飽和，磁 感量增量取變化范圍的 75%, B = (Bs-Br)*75%=0.251T。6、總體拓?fù)鋝chematic.bmp詳見附件7、變壓器設(shè)計(jì)由于輸入電壓較高，且輸出功率比

9、較小，我們選用DCM：作方式。在設(shè)計(jì)時(shí)， 把最低電壓輸入時(shí)設(shè)計(jì)在臨界連續(xù)工作模式。7.1 確定輸入整流濾波電容和 DC輸入范圍首先要來確定這個(gè)整流濾波電容，因?yàn)檫@個(gè)會影響到變換器的最低輸入電壓。輸入濾波電容上的電壓如下圖中紅線所示。在 T1時(shí)間內(nèi)市電電壓比電容電 壓高，市電提供能量給變換器，并給電容充電。在其余時(shí)間內(nèi)，電容電壓高，由 電容給變換器提供能量。DCh為整流濾波電容的充放電占空比，典型值為 0.8。通 用型輸入時(shí)，一般將 Vdc定為最小輸入DC電壓的10-15%我們要設(shè)計(jì)的變換 器最低輸入電壓為85Vac, 4Vdc定為15%根據(jù)T2T1這段時(shí)間內(nèi)電容釋放的2 ； DC J；能量等于

10、變換器的輸入能量，可得下面的等式:min 2U DCPn?Dch2 finU min其中 U line =85VACminU DC=2 *85*0.9=102VDCPn =30WDch=0.8fin =50HZ由此我們可以計(jì)算出Cdc=118uF。由此我們實(shí)際選用100uF的輸入濾波電容，代入計(jì)算可得U dc min =98V。而最大DC輸入電壓則由最大輸入 AC電壓決定： maxUdc =1.414*265=375Vo7.2 確定占空比這一步是比較主觀的一步。主要看反激變換器是否有受到其他因素的限制。 一般在確定了輸入DC電壓范圍后接下來可以先定占空比或是反射電壓。如果開 關(guān)管的耐壓已經(jīng)確定

11、或選擇較小則先根據(jù)開關(guān)管耐壓來確定反射電壓，然后再根據(jù)反射電壓來確定占空比。這里我們先來初定一個(gè)占空比，再推算所需要的開關(guān) 管的耐壓，然后根據(jù)情況做適當(dāng)?shù)恼{(diào)整。如果占空比取的比較大，則變壓器原副邊的匝數(shù)比將變大。 一方面會使變壓 器原邊電流變小，輸出二極管上的電壓應(yīng)力減小，另一方面變壓器副邊的電流變 大，變壓器漏感增大，開關(guān)管上的電壓應(yīng)力增大。實(shí)際可根據(jù)開關(guān)管和輸出二極 管上的電壓應(yīng)力來進(jìn)行調(diào)整、折衷。一般而言，斷續(xù)模式最大占空比在0.5以下。 這里我們初步確定為典型值Dmax= 0.45。7.3 確定匝數(shù)比和開關(guān)管最大耐壓在最低輸入電壓時(shí)，占空比達(dá)到最大值。根據(jù)變壓器原邊電感的伏秒平衡， 可

12、以得到以下的等式：UDCminDmaxT 乂1 Dmax TN2由此可以計(jì)算出：-N1 =3.34N2反射電壓 Vro= N1 *Vo= 3.34*24 = 80VN2在求得反射電壓后，我們可以來確定開關(guān)管的最大耐壓Vds。特別是當(dāng)求得的反射電壓比較高時(shí)就需要先計(jì)算一下，看是否有合適耐壓的開關(guān)管可以選擇。甲，m/加注of MOSFETVMargritEffect ofstajy Mtu faace ”小2力匕iRuflvcfl'd Oitfpifl P”而軟曹JW)LK liftk voRagc '%cJ如上圖所示，開關(guān)管的最大耐壓值由以下幾部分部分組成。1）輸入的直流電壓Vd

13、c2）次級反射到初級的反射電壓Vro3）開關(guān)管的裕量Vmar4） Snubber上面吸收的有效電壓 Vsn= Vsn-Vro5）由于漏感影響所產(chǎn)生的電壓 VI在上面的計(jì)算中，我們已經(jīng)知道UDcmax=375V, Vro = 80V。開關(guān)管的裕量般定為開關(guān)管耐壓的10%,主要是考慮到各個(gè)元件的分散性、 溫度漂移和時(shí)間漂 移等因素影響。 Vsn一般來說取50-100V,反射電壓較高的則取的高一些，一 般以大于0.3Vro為宜，我們這里就取50V。Vl就取20V。這樣一來開關(guān)管耐壓 值的等式可以表示為：maxVds= U DC +Vro+Vmar+ Vsn+VlVds= 375+80+0.1Vds+

14、50+20Vds= 525/0.9 =583V實(shí)際選用DS端耐壓為600V的開關(guān)管7.4 初選磁芯Ap= AeA歸(Pi+Po)/(Ku*J* B*f)Ap =0.3581cmA4其中繞組系數(shù)Ku取0.3,通常需小于0.35才能繞的下。Ap根據(jù)計(jì)算的Ap值，可用在磁芯廠商提供的手冊中查找合適的磁芯，實(shí)際 比計(jì)算的要大就行，這樣就可用來確定有效截面積和銅窗面積。廠商提供的數(shù)據(jù)如下圖。根據(jù) AP值大于我們剛才的計(jì)算值，選擇磁芯EE2329s 由此確定 Ae= 35.8 mmA2, Aw 122.0 mmA2。CORE參IS寸照表ITFHEE19MATERIALPC40DimcmifriLr (ni

15、mQA*R*CAp0.1243Ac(mm1 )23.00(mm11543& CbHZH4 12508EE19/1SPC401929*3 1*4 750.119122.4C53 151350L0OEE2吸必PC402015*10*5.1 157231J0050 TJ陋mEE22PC4022*S.3*S.75CW5W-41.003S792180 00pcia23+14.W(0.格的j至前L22.C0EE2*1+PC4025 4*9,46年 2940 JOO7620COO DOES4FC4Q25 4,6.350.3173-40.307S,73ZJOOOJEE2825PC4028+12.75*

16、10.60.8525甑9098103mmEE30PC4030*13 15*10 70.7995L090D733540,00PC4 口301*1*7 050.745559.7014 S72100 00EE3528PC4034,6* 14,3*5,3139gB&4.8Oksaoo2600 007.5 計(jì)算輸入電流峰值和原邊電感值，一， U min最低輸入電壓Udc 為98V,此時(shí)反激處于臨界導(dǎo)通模式。原邊電流在開關(guān) 管導(dǎo)通時(shí)間DT內(nèi)從零線性上升，這個(gè)期間的平均電流為最大電流峰值的一半。 根據(jù)功率關(guān)系可以得到下面的式子：U DC min lIimax |DTp |TminI 1max 2 p

17、 / U DC / DIimax=1.361A得到輸入電流峰值后，我們可以來計(jì)算輸入電流的平均值。由電流波形可知,在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間DT內(nèi)原邊電感電流是線性上升，電流可以表示為：Ii 5axt,DT在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)（T-DT）,原邊電感電流則為零。根據(jù)電流平均值的定義可得：-Ii2dt To1 DT（1maxDT2t)2dt簡化后可得:D max =0.527A11 rms I 1max接下來我們來計(jì)算原邊電感所需要的電感值。根據(jù)下面的關(guān)系，我們可以得到原邊電感值的計(jì)算公式。minU DCdiI1maxL1L1dt 1max f計(jì)算得至ij Lp=648uH7.6計(jì)算初級匝數(shù)和線徑在確定了磁芯之后

18、，就可以來計(jì)算初級匝數(shù)。 DTmin 、DC DminDCdN1ddt dtNi BADT計(jì)算得到N1=98 turns根據(jù)已經(jīng)計(jì)算得到的原邊電流和定的電流密度來計(jì)算原邊線徑:di> =O.Wm7.7 計(jì)算次級匝數(shù)和線徑根據(jù)匝數(shù)比計(jì)算次級匝數(shù)：Ns= Np/n = 98/3.34 =29.3 turns實(shí)際Ns取30 turns在計(jì)算變壓器副邊電流的時(shí)候，由于損耗的影響，副邊電流其實(shí)不滿足下面 的等式I2max= I1max*n ,實(shí)際情況會比這個(gè)小一些。我們預(yù)估的效率為80%我們假設(shè)到副邊的效率為90%則副邊最大電流峰值的大概值為：1 2max I1maxn 90% = 4.09A同計(jì)

19、算初級電感電流有效值一樣，通過電流波形，我們可以得到次級電感電 流有效值的計(jì)算公式：1 2rms1 2rms= 1.75A然后可以計(jì)算得到副邊的線徑:41 2rmsd2 Vj- = 0.747mm7.8 集膚效應(yīng)的考慮首先我們要先就算下趨膚深度或穿透深度，即其中k為材料電導(dǎo)率(或電阻率)溫度系數(shù)。銅的電阻率溫度系數(shù)為1/234.5(1/C), k=(1+ (T-20)/234.5), T 為導(dǎo)線溫度(C);=2九九f為變壓器的工作頻率；N 導(dǎo)線材料的磁導(dǎo)率；Y = 1/p, 材料的電導(dǎo)率。對于銅，20c時(shí)，p = 0.01724X 10-6Q-cm；在 100c時(shí)，p = 2.3X10-6Q-

20、cm。在20c時(shí),66=(mm)ff單位為HZ在100c時(shí),76.5,(mm)f單位為HZ以f= 50K為例,20 = 0.295mm,100 = 0.342mm。原副邊的繞組線徑d 一般要求小于,不然就要考慮采用多股并繞。如果我們?nèi)?.34mm的話,則繞組線徑需小于0.68mm。目前我們計(jì)算得到的原邊di采用線徑di為0.41mm,副邊線徑d2為0.747mm,由此可知原邊可采用單線繞制, 副邊需采用多股并繞。查廠商的常用線徑表，可以來確定實(shí)際的線徑。0.42mm。d2采用多線并繞，若繞線用0.6mm,則需要的并繞的股數(shù)為n2= (0.747/0.6)A2=1.55turns取n2=2,則并

21、繞的線徑為d2= 0.747/(2A0.5)=0.528mm對照表格，我們?nèi)2為0.54mm02-2003801。小nuREV本色02-20040010. 4Dm2UEW 本色02-20040030. a0nm2UEF 名工色02-20040040.40mi2UEtf 煤色02-20042010. 42m2lCT 東色(12-20044010. 44nn2UEW 本色02-20045010. q 5nm2UEW 紅色02-20045020.45mi2UEW 本色02-2004503a. 451M12UEV，艙02-2004701(L 47m2UEW 402-23050010. 5 0nj&g

22、t;2UEW 缸色02-2005003D. 5CW2UE* 本色02-2Q05Q040. 5(W2UEV 煤色02-20054210. 5nn2UEV 本色02-2005501以55m2UEV紙色02-20055020.本色02-2Q05503.55mn2UEF 嘉色02-20060010. bSmEUEF 壬色7.9計(jì)算繞組系數(shù)確定了線徑后就可以來計(jì)算繞組系數(shù)。我們在一開始定的繞組系數(shù)為 0.3, 在初選變壓器的時(shí)候也是用的0.3。若計(jì)算出來的繞組系數(shù)大于0.3,則需要重新 選擇更大的磁芯。若是太小也需要重新選擇。Ku= (Np*3.14*(d1/2)A2+ Ns*3.14*(d2/2)A2

23、*2)/Aw=(98*3.14*0.21A2+30*3.14*0.27A2*2)/122=0.224這個(gè)值還比較合適。因此沒有必要重新選擇磁芯。7.10變壓器的繞制一般為了減小變壓器的漏感而采用三明治繞法，典型的繞法如下：把初級線圈分成兩半，將次級夾在中間。如果有需要，可以把初次級線圈都分成幾段，然 后進(jìn)行交錯繞制。但是線圈分的太多，則繞制工藝復(fù)雜，而且分布電容會比較大， EMI會差一些。典型繞法如下圖所示：Npl/2Npi/2OOCWOOQOOOCxQOOO,cwcxxxxJ到了這里，關(guān)于變壓器設(shè)計(jì)都講完了8、主要元器件的確定根據(jù)計(jì)算，我們可以得到元器件的一些參數(shù)限制， 比如耐壓等等，但是還

24、有 很多參數(shù)是不好計(jì)算的，比如導(dǎo)通壓降、結(jié)溫等等，這需要實(shí)際進(jìn)行測試然后根 據(jù)結(jié)果來進(jìn)行些調(diào)整，而且還需要考慮成本的問題。下面主要是計(jì)算了 一些參數(shù) 的限制條件，以此來對元器件進(jìn)行一個(gè)初步選擇。8.1 輸入濾波電容由7.1 ,我們已經(jīng)確定輸入濾波電容的容值為 100uf。最大DC輸入電壓為 375V,因此電容白耐壓選擇400V。這兩個(gè)參數(shù)確認(rèn)好了，基本上電容就定了。8.2 開關(guān)mos管由7.3 ,我們已經(jīng)確定好了開關(guān)管的耐壓為 600M由7.5,可以知道所經(jīng)過的電流的最大值為 1.36A,有效值為0.53A。8.3 輸出二極管先來確定二極管的最大耐壓：Vd= Vo+Vdcmax/x 24+37

25、5/98*30 = 137.8V耐壓可以選擇200V。這樣可以有一些裕量。二極管電流在7.7中已經(jīng)計(jì)算過，最大值為4.09A,有效值為1.75A。由于工作在DCM二極管沒有反向恢復(fù)電流的問題，所以這方面的參數(shù)可以 不考慮。8.4 輸出電容首先可以根據(jù)輸出電壓紋波來進(jìn)行初選。 Io(1 Dmax)Cf V取電壓紋波 V= 0.05V,則C=220uf再計(jì)算電流紋波有效值。I =(I2maxA2-10A2)A0.5=1.44A我們所選取的電解電容的電流紋波值需大于等于我們這個(gè)計(jì)算值。Capacl lance 由ue(陽Electrical ToleranceCapacitor DC Voltage

26、 MLeakage Current (A)Topr MaK gESRSurge VoltageRipple Current (A)RoHS Compliant國E因回國回國回國國國國國回國LU國"S2200000000.235 .000771050,087440.640.12GP2通過查規(guī)格書可以看到，額定耐壓為35V的220uf電容的電流紋波值大概為0.8A。我們可以用2個(gè)220uf的電容進(jìn)行并聯(lián)。若是選用上圖中的電容，則兩個(gè)電容并聯(lián)后ES白0.044 Q 0次級電流最大值為4.09A。在開關(guān)管開始關(guān)斷時(shí)刻，輸出電容看進(jìn)去得阻抗 原低于負(fù)載，在這瞬間，所有的次級大電流都會流入輸出濾

27、波電容，產(chǎn)生窄而高 得輸出電壓尖峰I2max*Resr = 4.09*0.044 = 0.18V。若此值不能滿足需要的要 求，則需要在輸出濾波電容后邊加一個(gè) LC低通濾波器。由于這個(gè)LC濾波器只是 要來濾一個(gè)很窄得尖峰，因此 L和C都可以比較小。一般L取3.3uh左右就可。 電容的取值要使輸出電壓紋波能滿足要求。另外，LC的諧振頻率最好遠(yuǎn)大于環(huán)路帶寬，以免影響補(bǔ)償。8.5 啟動電阻提供3843第一次啟動的路徑，第一次啟動時(shí)通過啟動電阻對C充電，以提供3843VCO需的電壓，R2阻值較大時(shí)，turn on的時(shí)間較長，R上的損耗較小, R阻值較小時(shí)，turn on的時(shí)間較短，R上的損耗較小?？梢愿?/p>

28、據(jù)需要的啟動時(shí) 間來進(jìn)行調(diào)整。9、Snubber設(shè)計(jì)9.1 輸入開關(guān)管RCD甘位設(shè)計(jì)RCD箝位電路的工作原理是：當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，能量存儲在原邊電感和漏感 中，當(dāng)開關(guān)管關(guān)閉時(shí)，原邊電感中的能量將轉(zhuǎn)移到副邊輸出，但漏感中的能量將不會傳遞到副邊。如果沒有RCDI位電路，漏感中的能量將會在開關(guān)管關(guān)斷瞬間， 轉(zhuǎn)移到開關(guān)管的漏源極間電容和電路中的其它雜散電容中，此時(shí)開關(guān)管的漏極將會承受較高的開關(guān)應(yīng)力。若加上RCD箝位電路，漏感中的大部分能量將在開關(guān)管 關(guān)斷瞬間轉(zhuǎn)移到箝位電路的箝位電容上，然后這部分能量被箝位電阻Rsnffi耗。這樣就大大減少了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。由7.3我們已經(jīng)得到：發(fā)射電壓：Vro = 8

29、0V有效鉗位電壓： Vsn= 50V鉗位電容上的鉗位電壓： Vsn= Vro + A Vsn= 130V在RCD箝位電路中電阻Rs吊口電容Csn的取值都比較大，因此箝位電容上的電 壓在每個(gè)開關(guān)周期不會有較大的變化。由漏感引起的損耗功率為:Pl. 1LkI1max2fK 2除了漏感上的能量會消耗在Rsnh以外，反射電壓也會在Rsnh消耗能量。由 于電流大小和時(shí)間與漏感一致，故在 Rsnh面消耗的能量與電壓成比例。故Rsn±面的功耗可以表示為:2PrsnVsn 口VsnVPLk三snsn2VsnLL 2 fk 1 1max 1漏感Lk可實(shí)際測量得到。這里我們用原邊電感的 2豚進(jìn)行彳&am

30、p;算。Lk=13uH代入數(shù)據(jù)可得:Rsn= 11KPR= 1.54W實(shí)際功率要降額使用，采用12K 3W勺電阻。箝位電容Csn的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時(shí)自身的電壓波動 足夠小，通常取這個(gè)電壓紋波為箝位電壓的5%-10%寸比較合理。這里我們?nèi)?0% 這樣Csn的最小值可以用下面的式子來表示。Csn Vn = 16.7nFVVRsn f可以選用22nF勺電容。箝位電容應(yīng)選擇具有低的串聯(lián)等效電阻和低的等效電 感的電容。箝位二極管應(yīng)選擇反向擊穿電壓高于開關(guān)管的漏源擊穿電壓且反向恢復(fù)時(shí)間盡可能短的超快恢復(fù)二極管選擇完后，主要還是要通過實(shí)驗(yàn)來進(jìn)行改動。 可以觀察電容Csnh面的電壓, 通過

31、觀察充電、放電波形，看參數(shù)選的是否合適。9.2 輸出二極管鉗位設(shè)計(jì)當(dāng)二次側(cè)整流二極管關(guān)斷時(shí)，因整流二極管電容與變壓器漏感會產(chǎn)生振蕩。輸入開關(guān)管的鉗位我們已經(jīng)用了 RCD甘位，這里我們來介紹一下 RC甘位。 首先，我們先用實(shí)驗(yàn)的方法，把回路中電感和電容計(jì)算出來。先用示波器測試輸出二極管關(guān)斷時(shí)的振蕩頻率:f112 ,.LOc?然后在二極管兩端并聯(lián)上一個(gè)電容 C1,則此時(shí)振蕩頻率為:f22 ；Lo(Co Ci),則 C2C1/3。聯(lián)立以上兩式，就可以把 CR L0計(jì)算出來。若f2=0.5f1般把Rsn取值為特征電阻值的50%-100%勺范圍:Csn的選擇要滿足兩個(gè)條件: 1）它能提供一個(gè)最終的大于回

32、路電感中能量的儲存能量1 一 V 212Csn（2Vo）2-Lol2max22 n22） RC時(shí)間相對于二極管的導(dǎo)通時(shí)間要比較小。RsnCsnK（1 D）TT為一個(gè)周期的時(shí)間。K 一般取5%到10%。C在選用的時(shí)候盡快選的小一些，有助于降低溫升。Csn在二極管關(guān)斷的時(shí)候，兩端電壓為 逐，Csn開始充電。二極管導(dǎo)通時(shí), n二極管兩端壓降只有0.7V, Csn開始放電。由于充電、放電的能量都會消耗在Rsn上。所以R的損耗為電容存儲能量的2倍。V 2Rn Csn（上 Vo）2 nRsn的功率至少要Psn那么大，而且要考慮到功率降額使用，所以實(shí)際選擇時(shí)要選擇功率為Psn的23倍的電阻。9.3兩種鉗位方

33、式比較RCD鉗位：適合所有應(yīng)用RC吸收漏感尖峰的地方（包括正激、反激、全橋、半 橋等拓?fù)洌┪招瘦^RC高，但是存在一直消耗電容（一般比較大） 儲存的能量的情況，不適合應(yīng)用在低待機(jī)功耗電路中（包括初級MOS 管的漏感吸收）；RC鉗位：吸收尖峰的同時(shí)也將變壓器輸出的方波能量吸收，吸收效率低，損耗 大，但電路簡單，吸收周期與開關(guān)頻率一致，可以用在低待機(jī)功耗電 路中。10、反饋電路設(shè)計(jì)這里主要采用電壓反饋。我們使用TL431和PC817離己合來實(shí)現(xiàn)輸出的隔離反 饋。若不需要隔離，也可以只用TL431來進(jìn)行反饋。原理基本一致。TL431的具體功能可以用如下圖的功能模塊示意代表性框圖由圖可以看到，VI是

34、一個(gè)內(nèi)部的2.5V基準(zhǔn)源，接在運(yùn)放的反相輸入端。由運(yùn)放的特性可知，只有當(dāng)RE嘲(同相端) 極管中才會有一個(gè)穩(wěn)定的非飽和電流通過， 極管的電流將從1至11100m尬化。的電壓非常接近 VI (2.5V)時(shí)，三 而且隨著RE嘲電壓的變化，通過三勵7GNAETL431附件線路如上圖所示。Rift R3±端是輸出電壓。首先，R的取值是有要求的。因?yàn)門L431參考輸入端的電流的典型值為1.8uA, 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響， 一般要取流過電阻R的電流為 參考端電流的100tl以上，所以此電阻要小于2.5V/180uA=13.8Ko同時(shí)由于功耗 的原因，這個(gè)電阻取的大一些為宜。

35、一般選用常用的電阻值，這里我們先選 R4 為10K。由于我們的輸出電壓是24V,要使R祈為TL431參考電壓2.5V,故R3勺值應(yīng)為：RA (24-2.5)/2.5*10=86K 。由于沒有86小小的電阻，可以通過串聯(lián)來得 到電阻值，如47K+39K實(shí)際還需根據(jù)穩(wěn)定時(shí)的輸出電壓情況來進(jìn)行微調(diào)。TL431的死區(qū)電流為1mA當(dāng)陰極電流小于1mA寸，TL431就無法工作。R2g為 了保證TL431的死區(qū)電流，在輸出電壓較高時(shí)可有可無，但是在輸出電壓比較低 時(shí)(小于7.5V)需要考慮，一般取R2u 1.2V/1mA= 1.2K即可。1.2V為光藕的二極 管前向?qū)▔航?。一般沒有特殊要求，光偶的二極管電

36、流在10mAz下為宜。這里我們?nèi)?mA 則，流過R1的電流為6mA取Vk為最小值2.5V,則R1= (24-1.2-2.5)/6mA=3.3K 。光藕三極管側(cè)的電路如總拓?fù)鋱D中所示，圖中 2號腳應(yīng)接地。光藕三極管直 接接在UC3843COMP。當(dāng)輸出電壓大于24V寸，TL431的RE端電壓大于2.5V, Tl431可以流過電流，光藕的二極管導(dǎo)通，從而控制三極管導(dǎo)通。UC38432端接 地，故1端為高電平，而當(dāng)光偶的三極管導(dǎo)通時(shí)，1端電壓被拉至低電平，導(dǎo)致3843 輸出關(guān)斷，從而控制占空比。環(huán)路補(bǔ)償太過復(fù)雜，待續(xù)。11、3843周邊線路D21VF«I IC42連至光藕工U6t 6 OUTPUT電流梟祥1） 1號腳為反饋補(bǔ)償端。2號腳為輸入比較端。一般在2號腳引入反饋，1號腳外 接補(bǔ)償線路，如圖中R73 C42ff示。我們反饋是用PC81和TL431來實(shí)現(xiàn)的話，就可以直接把2端接地，把1號腳連至光偶三極管側(cè)C端。2） 4號腳外的R6雜口C32£fe定了 3843的工作頻率。f 1.72rc通過修整時(shí)鐘波形，可以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的輸出占空比鉗位。3） 3號腳為電流采樣端。通常在電流波形的前沿有一個(gè)窄尖脈沖，主要是由匝問