數(shù)字通信報(bào)告正式版匯總

1、數(shù)字通信設(shè)計(jì)報(bào)告題目：線性均衡器設(shè)計(jì)研究姓名 XXXX學(xué)院：xxxxxxxx專業(yè)：電子與通信工稈班級(jí)：15級(jí)x班級(jí)指導(dǎo)老師：宋Xxxxxx大學(xué)2015年12月9號(hào)報(bào)告要求:假設(shè)帶限信道模型如下:f0 .00+ po.000004,8+5j0.0 190457+3j 0 .02 3,0 .07+ j60.028028,0+4j0.0 449722+2j 0 .03 0 31,0 .142j70.0340983+5j0.0 15(762+1j 0 .00 7 8,b . 0 3 + P0 . 0 0 4092 CH4j 0 . 0 0 1 9J1、研究信道的幅度譜F （e曲）單位（dB），畫出頻譜

2、圖。2、設(shè)計(jì) K=1(2K+1=3)及 K=10(2K+1=21)的 MMSE 均衡器。3、設(shè)計(jì) K=1(2K+1=3)及 K=10(2K+1=21)的 ZF 均衡器。4、畫出以上均衡器的頻譜圖|c（ejg）|及等效信道譜|f （e臨）C（e臨）| 。5、仿真的方法研究未均衡情況下信道的符號(hào)錯(cuò)誤率和采用了MMSE和ZF均衡后信道的符號(hào)錯(cuò)誤率。6分析總結(jié)。1緒論 1.1引言1.1.1均衡器通常信道特性是一個(gè)復(fù)雜的函數(shù)，它可能包括各種線性失真、非線性失真、交調(diào)失真、衰落等。同時(shí)由于信道的遲延特性和損耗特性隨時(shí)間做隨機(jī)變化，因 此信道特性往往只能用隨機(jī)過程來描述，例如在蜂窩式移動(dòng)通信中，電磁波會(huì)因

3、為碰撞到建筑物或者是其他物體而產(chǎn)生反射、 散射、繞射，此外發(fā)射端和接收端 還會(huì)受到周圍環(huán)境的干擾，從而產(chǎn)生時(shí)變現(xiàn)象，其結(jié)果為信號(hào)能量會(huì)由不止一條 路徑到達(dá)接收天線，我們稱之為多徑傳播。數(shù)字信號(hào)經(jīng)過這樣的信道傳輸以后，由于受到了信道的非理想特性的影響, 在接收端就會(huì)產(chǎn)生碼間干擾(in tersymbol in terfere nce,ISI)，使系統(tǒng)誤碼率上升，嚴(yán)重情況下使系統(tǒng)無法繼續(xù)正常工作。理論和實(shí)踐證明，在接收系統(tǒng)中插入一種 濾波器，可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾 波器稱為均衡器。1.1.2均衡器類述均衡器從結(jié)構(gòu)上可以分為三大類即線性、非線性均衡器和格型均衡

4、器，從延 遲線抽頭間隔上分為碼元間隔抽頭和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。均衡技術(shù)主要有三 類：線性均衡、判決反饋均衡和最大似然序列估計(jì)( MLSE)。如果判決信號(hào)不作為均衡器的反饋信號(hào)，這樣的均衡器稱為線性均衡器；相反，如果判決信號(hào)d(k)在輸出的同時(shí)又被反饋回均衡器的前端，這樣的均衡器叫做非線性均衡器。1.2均衡器研究發(fā)展概況均衡技術(shù)最早應(yīng)用于電話信道，由于電話信道頻率特性不平坦和相位的非線 性引起時(shí)間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來改進(jìn)傳送語音用的雙紋線電纜的 特性。Lucky對(duì)均衡器的研究作了很大的貢歉。1965年,Lucky根據(jù)極小極大準(zhǔn) 則提出了一種“迫零均衡器”，用來調(diào)整橫向均衡器的抽頭加權(quán)

5、系數(shù)，1966年他將 此算法推廣到跟蹤方式,對(duì)均衡器的研究做出了很大的貢獻(xiàn)。1969年,Gersho以1972及Proakis和Mille使用最小均方誤差準(zhǔn)則重新描述了均衡器問題。年,Un gerboeck對(duì)采用最小均方誤差算法的均衡器的收斂性進(jìn)行了詳細(xì)的分析。目前國際上對(duì)均衡器的研究大都集中在有源自適應(yīng)均衡器，而且模擬方式實(shí) 現(xiàn)的有源自適應(yīng)均衡器近年來在國外很流行。 幾年前，高速均衡器大多數(shù)用雙極 工藝實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)殡p極工藝能夠?qū)崿F(xiàn)的最高頻率高于 CMOS工藝所能實(shí)現(xiàn)的最高頻率。國內(nèi)在均衡器方面也有很多相關(guān)研究，但由于工藝和設(shè)計(jì)條件的限制, 大多數(shù)都是以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)均衡器，難以實(shí)現(xiàn)很高

6、的數(shù)據(jù)傳輸率。到目前為止，國外的均衡器技術(shù)已經(jīng)發(fā)展得比較成熟， 形成了完整的系列產(chǎn) 品，滿足了高速數(shù)據(jù)傳輸領(lǐng)域的需要，形成了巨大的均衡器市場(chǎng)。均衡器的發(fā)展趨勢(shì)是使數(shù)據(jù)傳輸頻率更高、傳輸距離更遠(yuǎn)、制作工藝更先進(jìn)、 集成度更高、成本更低、功耗更低、系列品種更加完善。1.3本論文研究?jī)?nèi)容第一部分緒論主要對(duì)均衡器作簡(jiǎn)要概述，包括定義、分類、發(fā)展以及趨勢(shì)。第二部分信道、碼間干擾，簡(jiǎn)單介紹信道和碼間干擾。第三部分ZF和MMSE均衡器研究，介紹兩種均衡器并通過通過實(shí)例來研究?jī)煞N均衡器第四部分結(jié)論及體會(huì)2信道、碼間干擾2.1信道2.1.1信道概述任何一個(gè)通信系統(tǒng)可視為由發(fā)送設(shè)備、信道與接收設(shè)備三大部分組成。信

7、道 是連接發(fā)送端和接收端通信設(shè)備之間的傳輸媒介，把信號(hào)從發(fā)送端傳輸?shù)浇邮?端。具體的說，它是由有線和無線的電線路提供的信號(hào)通路。 它允許信號(hào)通過同 時(shí)又給信號(hào)以限制和損害。按傳輸媒介的不同，物理信道分為有線信道和無線信 道兩大類。2.1.2恒參信道和隨參信道一、恒參信道恒參信道的傳輸涵數(shù)可以表示為:=2討，代表角頻率；He佃）是信道的幅度特性；*（國）是信道的相位特性。另外，群時(shí)延定義為:(2-2)任何一個(gè)現(xiàn)實(shí)的信號(hào)都將占據(jù)某一頻帶，即它是由許多不同頻率的分量構(gòu)成的。如果在信號(hào)頻帶內(nèi)，信道的幅度響應(yīng)Hc©）不是常數(shù)，信號(hào)的各頻率分量將受到不同的衰減，在輸出端疊加后將發(fā)生波形的畸變或失

8、真， 這種失真稱為幅度失真。如果在信號(hào)頻帶內(nèi)，不是頻率的線性函數(shù)，即不是常數(shù)，那么信號(hào)的 各個(gè)頻率分量通過信道后將產(chǎn)生不同的時(shí)延， 從而引起波形失真。這種失真稱為 相位失真或群時(shí)延失真。一般說來，信道的帶寬總是有限的。這種帶限信道對(duì)數(shù) 字信號(hào)傳輸?shù)闹饕绊懯且鸫a元波形的展寬，從而產(chǎn)生碼間干擾。二、隨參信道信道的傳輸特性一般都是隨時(shí)間變化的，這些變化可以分為慢變化（或稱長期變化）和快變化（或稱短期變化）。兩種變化的原因是截然不同的。慢變化是與傳 播條件（如對(duì)流層氣象條件，電離層的狀態(tài)等）的變化相關(guān)聯(lián)的。而快變化表現(xiàn)為 接收信號(hào)振幅和相位的隨機(jī)起伏，起源于電波的多徑傳播。三、通信信道的仿真模型除

9、了恒參信道和隨參信道傳輸特性會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸有影響之外，信道的加性 嗓聲同樣會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸產(chǎn)生影響。 加性操聲與信號(hào)獨(dú)立，并且始終存在，實(shí)際中 只能采取措施減少加性噪聲的影響， 而不能徹底消除加性噪聲。各種加性噪聲都 可以認(rèn)為是一種起伏噪聲，且功率譜密度在很寬的范圍內(nèi)都是常數(shù)。 因此，通常 近似認(rèn)為通信系統(tǒng)的噪聲是加性高斯白噪聲 （Add White Gaussian Noise,AWGN）。其雙邊功率譜密度為：R®）=n0（W/Hz），自相關(guān)函數(shù)為：Rn（T）=匹。2 2通信信道模型如圖2-1所示，發(fā)射端發(fā)送的信號(hào)s（t）經(jīng)過信道傳送時(shí)，首先受信 道傳輸?shù)挠绊?，再?jīng)由加性高斯白噪聲（AW

10、GN）惡化，便成為接收端所收到的信 號(hào) r（t）。災(zāi))信道-圖2-1通信信道仿真模型信號(hào)s(t)經(jīng)過這祥一個(gè)信道濾波器，再和加性高斯白噪聲(AWGN )相疊加,AWGN采用均值為零的隨機(jī)復(fù)數(shù)序列形式，經(jīng)過疊加的信號(hào)可以認(rèn)為是接收端的接收信號(hào)r(t)，接下來就是對(duì)接收信號(hào)r(t)進(jìn)行均衡，其目的是恢復(fù)發(fā)送端的 發(fā)射信號(hào)s(t)。2.2碼間干擾考慮數(shù)字PAM信號(hào)通過帶限基帶信道，圖2-2表示帶限PAM系統(tǒng)的方框圖。接收濾波器6S圖2-2帶限PAM系統(tǒng)方框圖帶限PAM系統(tǒng)的發(fā)送濾波器輸出波形為C2-3v(t)=送 angT (t 一nT)n其中T是符號(hào)間隔， 是M進(jìn)制幅度電平序列。接收端解調(diào)器上的輸

11、入(即信 道輸)為C2-4r(t) =2 anh(t nT)十 n(t)n其中h(t)=c(t)*gT(t)2-5c(t)為信道脈沖響應(yīng)；n(t)為加性白高斯噪聲。接收到的信號(hào)通過脈沖響應(yīng)為gR(t)、頻率傳遞函數(shù)為Gr(f)的線性接收濾波器，則其輸出為Cy(t) = Z anx(t-nT) + r(t)2-6其中x(t)=h(t)*gR(t)=gT(t)*c(t)*gR(t)2-7為了恢復(fù)信息序列或簡(jiǎn)寫為ym©(t)= n(t)*gR(t)2-8fen ，對(duì)接收濾波器輸出每隔T時(shí)間采樣，采樣值為3Cy(mT) = Z anX(mT -nT) + ©(mT)n=2-9an

12、xm_ + S =Xoam+送 anXn_m + f nn 尹2-10式2-10右邊第一項(xiàng)是所需的符號(hào)am。當(dāng)接收濾波器與接收信號(hào)h(t)相匹配 時(shí)，有Cqq22-11X0 已a(bǔ)2(t)dt =(jH(f)i dfW22=jjGT(f)| |C(f)| df =Eh式2-10右邊第二項(xiàng)表示所有其他項(xiàng)在采樣時(shí)刻t =mT時(shí)的值，該項(xiàng)稱為碼間干擾(ISI)。一般來說，碼間干擾的存在使數(shù)字通信系統(tǒng)的性能惡化。式2-10右邊第三項(xiàng)是噪聲。3 ZF均衡器和基于MMSE準(zhǔn)則的均衡器研究 3.1 ZF均衡器通過前邊的分析我們可以在接收濾波器后面接一個(gè)參數(shù)可以調(diào)節(jié)的均衡器 來補(bǔ)償信道的不理想。一般根據(jù)對(duì)信道的

13、測(cè)量來調(diào)節(jié)這些參數(shù)。對(duì)于時(shí)不變信道, 在通信開始階段，通過發(fā)送一列已知的訓(xùn)練序列，幫助接收機(jī)調(diào)節(jié)好均衡器參數(shù), 之后在通信過程中就不再變化；對(duì)于時(shí)變信道，則要在通信過程中不斷測(cè)試信道, 自行調(diào)節(jié)均衡器參數(shù)。首先從頻率域角度考慮線性均衡器的特點(diǎn)。 線性均衡器Ge (f )接在接收濾波器GR(f)后面，補(bǔ)償信道的不理想，如圖 3-13-1帶均衡器的系統(tǒng)方框圖為了消除碼間干擾，要求也就是說GE(f)二£?5=論°",f -W3-1GE(f) =1/C(f)3-20E ( f) =- Oc (f)3-3所以信道均衡器是信道 C(f)的逆濾波器，它迫使碼間干擾為零，這種均衡

14、器成為迫零(FZ)均衡器。這時(shí)均衡器輸出為ym =am 73-4其中犒是零均值高斯噪聲，其功率為涎二佇Sn(f)GR(f) GE(f) df22 dfW Sn(f)GE(f)C(f)3-5"-WSn(f)=NJ-WXre(f)C(f)2df3-6一般來說，迫零均衡器使噪聲功率增大。3.2基于MMSE準(zhǔn)則的均衡器迫零算法在有限長均衡器情況下不可能完全消除碼間干擾。另外，迫零算法原則上是尋找逆濾波器來補(bǔ)償信道失真，即設(shè)法尋找信道均衡器，滿足3-7結(jié)果所獲得的均衡器可能是噪聲增強(qiáng)。實(shí)際上，迫零算法根本沒有考慮到噪聲。為此可以采用最小均方誤差準(zhǔn)則(MMSE)來設(shè)計(jì)均衡器。設(shè)y(t)是包含有噪

15、 聲的均衡器輸入，經(jīng)FIR均衡器后，輸出為:Nz(t) =2 Cny(t -nT)_N在t =mT時(shí)刻采樣，則Nz(mT) =S Cny(mT - nT)3-83-9希望在mT時(shí)刻均衡器輸出為所需的發(fā)送符號(hào)am，而誤差 em = z(mT) - am，_N要求使均方誤差為最小，即使下式最小:Nq2MSE =EZ(mT)-am2 =E p qygT-nT)-am3-10L-nN NN2Z CnCkRY(n k)2S CkRAY(k)+E(am)n=_N k=_NK=_N其中RJn - k) = E y(mT - nT)y(mT - kT)】3-11RYA(k)=Ely(mT-kT)am3-12式

16、3-10對(duì)Ck求導(dǎo)，并置導(dǎo)數(shù)為零，可求出最佳抽頭系數(shù)應(yīng)滿足N無 CnRY(n-k) =RYA(k),k=0,±1,-±Nn =N3-13從式3-13中的2N+1個(gè)方程中解出Ck，k=0,±1,”"±N 。用矩陣表示方程3-13,即Ry C = Rya3-14其中Ry為(2N+1><(2N +1)埃爾米特矩陣，它的第i行、第j列元素Ry(i -j)；(2N +1)維矢量 rYa=(Rya(N )-'Rya(O )Rya(N ); CT =(c_N,c_N十，Cnx,Cn )。因此，最小均方誤差解為copt = RY RYA3-

17、15 實(shí)際上，接收端并不知道自相關(guān)系數(shù)FUn)和交叉相關(guān)系數(shù)RYA(k)，但可以通過在發(fā)送端測(cè)試信號(hào)，在接收端用時(shí)間平均來估計(jì)RY(n)和RA(k),即3-163-17Ry(門)=土送 y(kT-nT)y(kT)K kAA1Rya(y(kT-nT)akK k用Ry®)和Rya(n)代替RY(n)和RYA(k)，解出方程3-14。3.3基于報(bào)告中題目要求設(shè)計(jì) MMSE和ZF均衡器1、信道頻譜圖:利用matlab對(duì)信道模型進(jìn)行離散傅立葉變換 (discrete Fourier transformQFT)，繪出對(duì)應(yīng)頻譜圖。分析:若要了解離散信號(hào)的頻譜特征，首先要對(duì)離散信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換或者

18、是Z變換。在Z變換中，單位圓上的結(jié)果則對(duì)應(yīng)傅里葉變換的結(jié)果，即 z = e竭。而要得到信道的頻譜圖，首先要對(duì)序列 x(n)進(jìn)行Z變換，得到X (z)。實(shí)現(xiàn)代碼如下:clear; clf;omega=2* pi;N=128;f仁0.0000+j*0.0000,0.0485+j*0.0194,0.0573+j*0.0253;f2=0.0786+j*0.0282,0.0874+j*0.0447,0.9222+j*0.03031;f3=0.1427+j*0.0349,0.0835+j*0.0157,0.0621+j*0.0078;f4=0.0359+j*0.0049,0.0214+j*0.0019;f

19、f=f1,f2,f3,f4;f_fft=abs(fft(ff,N);f_fft1=f_fft/max(f_fft);Fjw=10*log10(f_fft1);t=0:N-1*omega/N;plot(t,Fjw,'Linewidth' ,1.5);xlabel('頻率 omega；'fo ntsize',15);ylabel('F(jomega)/(dB)' ,'fontsize',15);title('信道頻譜圖','fontsize',15);grid on;axis(0 pi -3.5

20、 0);頻譜圖如圖3-2:信道頻譜圖0-0 5-2-25-30.5(8P)、互)=1圖3-2信道頻譜圖2、3和21抽頭的MMSE均衡器設(shè)計(jì):分析:K根據(jù)算法送jlj =勺,jiI =K，；一1,0,1，；K1°其中f *d,將方程表示成矩陣FCI -j <L其他-L< < 0其他解為 Co pt=r弋實(shí)現(xiàn)代碼:clear; clf;omega=2* pi;N=256;t=(0:N-1)*omega/N;nO=O;f仁0.0000+j*0.0000,0.0485+j*0.0194,0.0573+j*0.0253;f2=0.0786+j*0.0282,0.0874+j*

21、0.0447,0.9222+j*0.03031;f3=0.1427+j*0.0349,0.0835+j*0.0157,0.0621+j*0.0078;f4=0.0359+j*0.0049,0.0214+j*0.0019;f=f1,f2,f3,f4;f0=f*f;f0=f/sqrt(f0);cosi=fli plr(f0);x=c on v(conj(f0),fli pl r(f0);% 3抽頭MMSE均衡器Lamda_3=x(11),x(12),x(13);x(10),x(11),x(12);x(9),x(10),x(11);cosi_3=cosi(5),cosi(6),cosi(7)'

22、;c_3=i nv(Lamda_3+n0*eye (3)*cosi_3;c_3fft=abs(fft(c_3,N);c_3fft=10*log10(c_3fft/max(c_3fft);% 21 抽頭 MMSELamda_21=toe plitz(x(11:e nd) zeros(1,10),x(11:-1:1) zeros(1,10);cosi_2仁zeros(1,5),cosi,zeros(1,5)'c_21=i nv(Lamda_21+ nO *eye(21)*cosi_21;c_21fft=abs(fft(c_21,N);c_21fft=10*log10(c_21fft/max

23、(c_21fft);% p lott ing plot(t,c_3fft, 'r-.','Linewidth' ,1.5);hold on;p lot(t,c_21fft, 'Li newidth' ,1.5);grid on;axis(0 pi -3.5 0);xlabel(頻率 omega；'fo ntsize',15);ylabel('F(jomega)/(dB)' ,'fontsize',15);title('MMSE 均衡器頻譜圖','fontsize',1

24、5);text(1,-1.75,'3 抽頭');text(1,-0.7,'21 抽頭');legend 抽頭','21 抽頭');3、3和21抽頭的ZF均衡器設(shè)計(jì):分析:根據(jù)算法<1 < n < K所以FC =q實(shí)現(xiàn)代碼:clear; clf;omega=2* pi;N=256;t=(0:N-1)*omega/N;f仁0.0000+j*0.0000,0.0485+j*0.0194,0.0573+j*0.0253;f2=0.0786+j*0.0282,0.0874+j*0.0447,0.9222+j*0.03031;f3=

25、0.1427+j*0.0349,0.0835+j*0.0157,0.0621+j*0.0078;f4=0.0359+j*0.0049,0.0214+j*0.0019;f=f1,f2,f3,f4;%3抽頭ZF均衡器F3 = f(6),f(5),f(4);f(7),f(6),f(5);f(8),f(7),f(6);q3=0,1,0'c3=i nv(F3)*q3;c3_fft=(fft(c3,N);c3_Am p=abs(c3_fft);c3_A mp=c3_A mp/max(c3_A mp);c3_Amp=10*log10(c3_Am p);% 21抽頭ZF均衡器F21=toe plitz

26、(f(6:e nd) zeros(1,15),f(6:-1:1) zeros(1,15);q21=(zeros(1,21)'q21(11)=1;c21=i nv(F21)*q21;c21_fft=(fft(c21,N);c21_A mp=abs(c21_fft);c21_Am p=c21_A mp/max(c21_Am p);c21_A mp=10*log10(c21_Am p);% p lott ingp lot(t,c3_Am p, 'r-.','Li newidth' ,1.5);hold on;plot(t,c21_Amp, 'Linew

27、idth' ,1.5);grid on;axis(0 pi -3.5 0);xlabel(頻率 omega；'fo ntsize',15);ylabel('F(jomega)/(dB)' ,'fontsize',15);title('ZF 均衡器頻譜圖','fontsize',15);legend(3 抽頭','21 抽頭');text(1,-1.5,'3 抽頭');text(0.5,-1.25,'21 抽頭');4、畫出以上均衡器的頻譜圖C（ej喘）

28、及等效信道譜F屮）C（e）。頻譜如圖3-3:0MMSE均衡器頻譜圖1-(8P)虧 E26-30.52.51351.52頻率（0圖3-3 MMSE均衡器頻譜圖頻譜如圖3-4：ZF均衡器頻譜圖PI占-(8P)、(S 一工/j.彳由頭;/對(duì)抽頭0.51.52頻率W2.5圖3-4 ZF均衡器頻譜圖-26-3等效信道譜:(1)、ZF等效信道的傳遞函數(shù)為C (Z)= F (z)F *(1/z*)實(shí)現(xiàn)代碼:clear; clf;omega=2* pi; N=256;t=(0:N-1)*omega/N;f仁0.0000+j*0.0000,0.0485+j*0.0194,0.0573+j*0.0253;f2=0

29、.0786+j*0.0282,0.0874+j*0.0447,0.9222+j*0.03031;f3=0.1427+j*0.0349,0.0835+j*0.0157,0.0621+j*0.0078;f4=0.0359+j*0.0049,0.0214+j*0.0019;f=f1,f2,f3,f4;%3抽頭ZF等效均衡器F3 = f(6),f(5),f(4);f(7),f(6),f(5);f(8),f(7),f(6);q3=0,1,0'； c3=i nv(F3)*q3;c3_equ_equalizer=co nv(c3',f);c3_eqle nt_sp ectrogram=10*

30、log10(abs(fft(c3_equ_equalizer,N);%21抽頭ZF等效均衡器F21=toe plitz(f(6:e nd) zeros(1,15),f(6:-1:1) zeros(1,15);q21=zeros(21,1);q21(11)=1;c21=i nv(F21)*q21;c21_equ_equalizer=c on v(c21',f);c21_eqle nt_sp ectrogram=10*log10(abs(fft(c21_equ_equalizer,N);%pl ott ing plot(t,c3_eqle nt_sp ectrogram'Li ne

31、width' ,1.5);hold on;plot(t,c21_eqlent_spectrogram',r-','Linewidth' ,1.5);axis(O pi -2 2);xlabel('頻率 omega；'fo ntsize',15);grid on;ylabel('F(jomega)/(dB)' ,'fontsize',15);title('ZF 等效均衡器頻譜圖','fontsize',15);text(1,-1.2,'3 抽頭');te

32、xt(1.4,0.2,'21 抽頭'); legend 抽頭','21 抽頭');ZF等效信道頻譜如圖3-5:ZF等效均衡器頻譜圖(8P)、互)=11.50 50-0 5-1.50.5爲(wèi)圖3-5 ZF等效均衡器頻譜圖、基于MSE準(zhǔn)則的等效均衡器傳遞函數(shù)為C (F (z) F *(1/z*) + N 0實(shí)現(xiàn)代碼:clear; clf;omega=2* pi;N=256;t=(0:N-1)*omega/N;nO=O;f仁0.0000+j*0.0000,0.0485+j*0.0194,0.0573+j*0.0253;f2=0.0786+j*0.0282,0.0

33、874+j*0.0447,0.9222+j*0.03031;f3=0.1427+j*0.0349,0.0835+j*0.0157,0.0621+j*0.0078;f4=0.0359+j*0.0049,0.0214+j*0.0019;f=f1,f2,f3,f4;f0=f*f'f0=f/sqrt(f0);cosi=fli plr(f0);x=co nv(conj(f0),fli plr(f0);% 3抽頭MMSE等效均衡器Lamda_3=x(11),x(12),x(13);x(10),x(11),x(12);x(9),x(10),x(11);cosi_3=cosi(5),cosi(6),c

34、osi(7)'c3=i nv(Lamda_3+n0 *eye (3)*cosi_3;c3_equ_equalizer_c onv=conv (c3',f0);c3_equ_equalizer_fft=fft(c3_equ_equalizer_c on v,N);c3_equ_equalizer_A mp=abs(c3_equ_equalizer_fft);c3_equ_equalizer_A mp=10*log10(c3_equ_equalizer_A mp);% 21抽頭MMSE等效均衡器Lamda_21=toe plitz(x(11:e nd) zeros(1,10),x(11:-1:1) zeros(1,10);cosi_21=z