基于一種寬帶數(shù)字接收機的信道化設計

1、基于一種寬帶數(shù)字接收機的信道化設計在現(xiàn)代戰(zhàn)環(huán)境中，信號普通都具有密集化、復雜化的特點，而且占用的頻譜越來越寬，從而對寬帶數(shù)字信道化接收機精確接收信號提出了更高的要求。普通的多相在監(jiān)視囫圇頻段時，因為相鄰信道間往往會存在盲區(qū)，有可能走失信號。而改進后的無盲區(qū)多相濾波器的信道數(shù)與抽取倍數(shù)不再相等。普通的旋轉開關辦法實現(xiàn)延遲和抽取只適用于信道數(shù)與抽取倍數(shù)相等的狀況，而無法適應改進后的算法。但是，信道數(shù)和抽取因子之間往往存在倍數(shù)關系。本文正是利用這一關系解決了延遲與抽取的問題，并完成了囫圇復多相濾波器的設計。1 復信號多相濾波器無盲區(qū)算法分析復信號多相濾波器的作用是用d個信道將-fs2fs2頻段勻稱劃

2、分，然后用輸入信號s(n)以復本振信號，再將特定頻段的信號搬移到基帶，并通過得到位于該信道的信號，然后舉行抽取，以降低數(shù)據(jù)速率。無盲區(qū)的信道劃分1所示。因為其相鄰信道有50的重疊，因此，相鄰信道間不存在盲區(qū)，故能對信號舉行全概率捕捉。為了防止頻譜混疊，其抽取倍數(shù)應為d2。這樣，多相濾波器的第k路輸出推導如下(d=d2時)：由式(2)可知，該算法是對多相濾波器的輸入數(shù)據(jù)舉行d2倍的抽取，各多相重量是由原低通濾波器的系數(shù)先舉行d抽取再做兩倍內插得到的。按照式(2)可以得到2所示的數(shù)學模型和fpga設計。2 fpga設計2.1延遲和抽取以下選用詳細的例子來闡述復多相濾波器的fpga設計辦法。對于8信

3、道的多相濾波器，其抽取因子為4的狀況，經(jīng)過延遲單元進入各抽取器的挨次如表1所列。觀看表1可知，進入每個子信道的數(shù)據(jù)都是4倍抽取。而且4信道比8信道延遲一個數(shù)據(jù)，3信道比7信道延遲一個數(shù)據(jù)，依此類推。這樣，就可以將信道分為兩部分，即1、2、3、4信道是一部分，5、6、7、8信道是另一部分。因為每個子信道的濾波系數(shù)為12個，即每個抽取器必需同時輸出12個數(shù)據(jù)與一個子信道的12個濾波系數(shù)舉行乘加運算。采納可定制模塊shift_tap，能夠滿足這樣的延遲和抽取要求，它的輸出即為抽取器的輸出。若將shift_tap中的抽取因子設為4，一次同時輸出13個數(shù)據(jù)，那么，第一次輸出的13個數(shù)據(jù)為x(0)、x(4

4、)、x(8)、x(56)，這樣可將1-12送入8信道，2-13送入4信道舉行乘加運算；而其次次輸出的13個數(shù)據(jù)為x(1)、x(5)、x(9)、x(57)，其中1-12送入7信道，2-13送人3信道，依此類推這樣，每個時鐘節(jié)拍將得到兩個信道的延遲和抽取輸出，因而需要4次這樣的操作才干完成一次全部信道的延遲和抽取。然后再重復執(zhí)行以上操作。2.2 濾波器的多相重量設計多相重量時，首先可按照原低通濾波器的頻率響應確定所需的濾波器類型和階數(shù)，以求出沖擊響應h(n)；然后再按照式hp(m)=h(md+p)，d=8，p=0，1，d-1來確定多相重量。若采樣頻率fs為64 mhz，并把64 mhz帶寬勻稱劃分

5、為8路子信道，則每路通帶的帶寬為8mhz。圖3所示是原型低通濾波器的頻率響應圖。matlab中的firpmord函數(shù)，普通采納的是最佳靠近最大最小準則算法，該算法可以求出原型低通濾波器的階數(shù)，而firpm函數(shù)可以求出原型低通濾波器的系數(shù)。即：a=firpmord(4 8，1 0，0.001 0.001，64)；(3)h=firpm(a，0 432 832 1，1 1 0 0)； (4)(3)式中， 4 8表示通帶截止頻率為4mhz，阻帶截止頻率為8 mhz； 1 0表示通帶幅度為1，阻帶幅度為0； 0.001 0.001表示通帶、阻帶波動均為0.001；64表示采樣頻率為64mhz。而在(4)

6、式中，0432 832 1分離為對應于實際頻率0、4、8、32(mh)的歸一化頻率；1 1 0 0為上述頻率點上的幅度值。求出原低通濾波器h(n)后，就可以求出多相濾波器的多相重量。圖2中的多相重量是對h(n)舉行8倍抽取，再做兩倍內插得到的。用matlab語句可便利地得到各多相重量的系數(shù)，每個多相重量有6個非零系數(shù)，兩倍內插后為12個系數(shù)。其matlab語句如下：hp=zeros(8,2*fix(length(h)8)；for i=1：8hp (i，1：2：end)=h(i：8：(fix(lengh (h)8)-1)*8+i)；end一個多相重量的濾波運算可用三個乘加單元完成，每個乘加單元有

7、四個乘法器，這樣就可以完成12個系數(shù)的乘加。多相重量的濾波系數(shù)普通事先都將其轉換為二進制補碼存放在rom中。由上述分析可知，每個時鐘節(jié)拍可完成兩個信道的延遲和抽取(采納流水線操作)，每個時鐘節(jié)拍需要舉行兩個多相重量的乘加運算，即需要同時得到12個非零系數(shù)，這可用12個單口rom實現(xiàn)。其中6個rom存放14信道的系數(shù)。另6個rom存放58通道的系數(shù)。其存儲格式如表2和表3所列。這樣，每當初鐘升高沿到來時，就可以同時輸出兩個子信道的12個非零系數(shù)。通?？梢栽O計一個模4減法計數(shù)器來實現(xiàn)rom地址的產(chǎn)生。當數(shù)據(jù)預備好后，發(fā)出一個計數(shù)器的使能信號，計數(shù)器開頭計數(shù)。由于首先計算的是4信道和8信道，所以，計

8、數(shù)器的初始值為3，采納減一計數(shù)，計數(shù)到0后再舉行循環(huán)。2.3 時序的設計因為信號s(n)的輸入速率為64 mhz。故在64 mhz時鐘驅動下，每一個節(jié)拍計算兩個子信道，8個信道的計算需要用4個節(jié)拍來完成，并得到8個復數(shù)。這8個復數(shù)必需同時進入fft模塊，所以，可在fft之前設計一組乒乓ram來接收這8個復數(shù)。其中一個ram以64 mhz的速率存放前面的計算結果，每個節(jié)拍接收兩個復數(shù)，4個節(jié)拍接收完8個復數(shù)后開頭fft運算，同時換成另一個ram接收前面的計算結果。等到8個復數(shù)都存放好之后，再開頭fft運算，此時又再次換成第一個ram接收前面的計算結果，并依次循環(huán)。按照這樣的時序設計，fft模塊的時鐘應為16 mhz。fft運算由ip核完成。經(jīng)fft運算后同時可得到8個復數(shù)形式的結果，因為復數(shù)分成實虛部的表示形式，且實虛部都用32位二進制數(shù)表示，因此，8個復數(shù)需要16個32位的二進制數(shù)表示，也就是芯片上需要16×32=512個引腳，這對于任何芯片都是不行能辦到的。為此，應在fft模塊的輸出端也設計一個乒乓ram。其中一個ram先將8個fft運算結果存儲起來，然后以64 mhz的時鐘頻率每個節(jié)拍向外輸出兩個復數(shù)(即4個32為二進制數(shù))，直到4個節(jié)拍所有輸出完畢(即8個復數(shù)所有輸出的頻率為16 mhz)，同時另一個ram以16mhz的時鐘頻率接收fft的運算結果。然后將兩個ra