直接序列擴頻通信

1、 本文由xuyaosong貢獻 pdf文檔可能在WAP端瀏覽體驗不佳。建議您優(yōu)先選擇TXT，或下載源文件到本機查看。 2005 年第 4 期 文章編號： 1001 - 893X （2005） - 0128 - 04 03 專題述評 SUMMARIZATION 直接序列擴頻通信系統(tǒng)中 PN 碼相位的精確測量方法 胡修林， 張 俊， 楊 靈 * （ 華中科技大學 電信系， 湖北 武漢 430074） 摘 要： 本文提出了一種精確測量本地 PN 碼和輸入 PN 碼相位差的方法， 這種方法結合了數值分析 算法和數字信號處理技術， 通過對鑒相單元輸出值的處理得到很高的測量精度， 并且由于這種方法 為全數

2、字方法， 可以用 FPGA、 DSP 等處理芯片方便地實現。文中給出了計算機仿真的結果， 并根據 仿真結果分析了此方法的準確度和抗噪聲性能。這種方法在偽碼測距、 高精度偽碼捕獲跟蹤、 差分 定位等領域中有很大的應用價值。 關鍵詞： 擴頻通信； 碼相位； PN 最小二乘法 中圖分類號： TN914. 42 文獻標識碼： A A Method for Accurately Measuring the Phase of PN Code in DSSS Systems HU Xiu - Lin，ZHANG Jun，YANG Ling （ Huazhong University of Science a

3、nd Technology，Wuhan 430074，China ） Abstract： method for accurately measuring the phase error between the local PN code and the received A PN code is studied. This method is a combination of numerical analysis algorithm and DSP technology. It analyses the output of phase - error unit to gain high acc

4、uracy. Besides，it is a all - digital method which can be realized conveniently. The accuracy and the anti - noise performance of the method are analyzed based on the result of computer simulation. This method is of great value in the fields of pseudorandom ranging，high - accuracy pseudorandom acquis

5、ition and tracking，differential orientation and so on. Key words： Spectrum spread communication； Phase of PN code； Least squares method 這個相位差是無法用數字方法直接精確測量的。但 是， 在某些應用中， 比如衛(wèi)星差分定位時， 需要精確 知道這個相位差的值來提高定位精度。本文提出了 一種測量這種相位差的全數字方法。 一、 引 言 在直接序列擴頻 DSSS） （ 通信的過程中， 為了使 本地 PN 碼和輸入 PN 碼同步， 收信機需要對輸入 PN 碼進行捕獲和跟蹤

6、， 當本地 PN 碼和輸入 PN 碼 相位差在所要求的范圍之內時， 我們就認為收、 發(fā)兩 端的 PN 碼已經達到同步。即使當跟蹤環(huán)已經達到 穩(wěn)定狀態(tài)， 由于環(huán)路噪聲等原因， 本地 PN 碼和輸入 PN 碼也會存在一個相位差。在通常的取樣頻率下， 二、 鑒相單元及鑒相誤差曲線 方法中用到的超前 - 延遲鑒相單元的原理圖如 圖 1。 * 收稿日期： 2004 - 08 - 19 128? 2005 年第 4 期 專題述評 SUMMARIZATION 圖1 鑒相單元的原理框圖 記圖 1 所示的鑒相單元的輸入信號為基帶信號 x（ n） 在不計噪聲影響的情況下 x（ n） ， 的表達式為 B B x（

7、n） = A k PN nT s ） -j2fnT s （ e B （1） T PN 為 其中 A k 為信息碼， s 為系統(tǒng)取樣周期， （ nT s ） PN 碼的離散時域表達式， f 為下變頻后的殘留頻 差。 ， 記本地偽隨機碼為 PN nT s + K e ） K e 為本地 （ PN 碼和輸入 PN 碼的相位差值， 超前本地 PN 碼 1 / Tc + K e ） 滯后于本地 ， 2Chip 的 PN 碼為 PN nT s + （ 2 PN 碼 1 / 2 Chip 的 PN 碼為 PN nT s （ Tc + Ke ） ?；?2 圖2 P（ k） K e 的函數關系 與 e 三、 碼

8、相位測量的方法 PN 收信機捕獲輸入 PN 碼， 捕獲成功后本地 PN 碼 和輸入 PN 碼相位差小于 T c / 2。然后收信機跟蹤輸 入 PN 碼的相位， 使得本地 PN 碼和輸入 PN 碼相位 差小于 T c / 8。這時就可以開始估計殘留的相位差 了。 PN 碼相位測量方法如圖 3 所示。 帶信號分別與超前和滯后的 PN 碼相乘， 每一路相 乘結果分別在一個信息碼元內累加， 每一路進行相 關處理后的結果分別記為 R + k） R - k） 則 （ 和 （ ， N -1 R +（ k）= R -（ k）= PN B x（ n + kN） （ nTs n =0 N -1 + - Tc +

9、Ke ） 2 Tc + Ke ） 2 （2） PN x（ n + kN） （ nTs B n =0 式中 N 為每一個信息碼元的采樣次數， = 信碼周 N 期 / 采樣周期。 （ 和 （ 的模的平方值， 然后分別求出 R + k） R - k） 將兩個平方值做差就得到所需要的鑒相誤差值。鑒 相誤差值表達式為 P（ k）= | R -（ k）| 2 -| R +（ k）| 2 e Tc Tc = R2 （ K e - ）- R2 （ K e + ） （3） PN PN 2 2 圖3 相位測量實現框圖 （ 為 其中函數 R PN ） PN 碼的自相關函數： R PN ） = E PN t） （ t

10、 + ） （ （ PN 與 P（ k） K e 的函數關系近似為圖 2 e 1 首先， 固定 PN 碼的碼 NCO 步進長度 即可變 （ 模計數器不再調整步長） 然后若干個鑒相單元使 ， 用不同相位的 PN 碼， 同時和輸入 PN 碼進行提取相 ? 129? （4） 。 2005 年第 4 期 位差的運算， 從而產生不同的鑒相誤差值， 而這些鑒 相誤差值在理論上應該構成圖 2 所示的鑒相曲線。 由于跟蹤環(huán)保證了本地 PN 碼和輸入 PN 碼的 所以各個鑒相單元所使用的 PN 相位差小于 T c / 8， 碼的相位和輸入 PN 碼的相位相差不大于 T c / 2。當 滿足上述條件時， 由實測鑒相

11、誤差值擬和出來的鑒 相誤差曲線必然是一條直線段， 對應圖 2 中 - T c / 2 到 T c / 2 的那一段。然后就可以根據擬和出的鑒相 誤差曲線的過零點來測量出本地 PN 碼和輸入 PN 碼的相位差。 記圖 3 中的鑒相誤差值 1 7 分別為為 Pe1 Pe7。不計噪聲影響， Pe7 就 是 鑒 相 曲 線 圖 Pe1 （ 2） 上的點。受噪聲干擾影響， Pe1 Pe7 會和鑒 則 相曲線有所偏差。令各鑒相單元使用的 PN 碼相位 和本地 PN 碼相位的差值為 x， 令鑒相誤差值為 y， 以 x 為橫軸、 為縱軸建立坐標系， Pe1 Pe7 對應的 y 則 點 的 座 標 分 別 為

12、- 3Tc / 16，Pe1 ） （ - Tc / 8， （ 、 Pe2）（ - Tc / 16，Pe3）（0，Pe4）（ Tc / 16，Pe5） 、 、 、 、 （ Tc / 8，Pe6）（3Tc / 16，Pe7） 、 。 根據這 7 個坐標用最小二乘法進行直線擬和， 如 圖 4 所示。本地 PN 碼的相位在這個坐標系下的坐標 為 0， 而輸入 PN 碼相位的坐標為直線和軸的交點 R 的坐標。所以這條直線和軸的交點的橫坐標值就表 征了本地 PN 碼和實際接收的 PN 碼的相位差。 e = P M i =1 2 i 專題述評 SUMMARIZATION 注意到式中 x i 是關于原點對稱的

13、， x i = 0， 即 i =1 M 所以式 （5） 可以進一步簡化為 M M x0 = - y i x2i i =1 i =1 M （6） M x i y i i =1 式中， x 是一個可以事先計算出來的的常 由于 數， 所以這個計算式中運算量不大， 適合用硬件實現。 四、 工程實現中的抗噪聲措施 可以證明， 本文所提出的方法是對相位差的一 種無偏估計方法， 而且通過一些簡單的措施就可以 顯著提高相位差測量的精度和抗噪聲性能。 在工程實現時應該用鑒相誤差的平均值來擬和曲 線， 即用來擬和誤差曲線的相位誤差值 ? e 應該取作： P L e P（ k） k =1 L （ e ） E P（

14、k） （7） 比如， 每個鑒相單元在一個信息碼元的時間內都 會得到一個鑒相誤差結果， L = 100， 100 信息碼 取 將 元時間內得到的鑒相結果進行平均， 用這個平均值來 擬和曲線， 就可以有效地提高測量的抗噪聲性能。 五、 數值模擬及性能分析 在模擬過程中， 幾個重要的參數如下： 數值模擬 采用的采樣率為 PN 碼頻率 16 倍； 數值模擬用的 PN 碼為 9 級 Gold 碼， 用來復合出此 Gold 碼的 m 序列 優(yōu)選對的生成多項式和初相如表 1。 表1 生成多項式和初相 初相 二進制） （ 101101111 111100101 m 序列序號 生成多項式 二進制） （ m1 圖

15、4 本地 PN 碼和實際接收的 PN 碼的時間差值 m2 1001011001 1000010001 根據最小二乘法計算鑒相誤差過零點 x0 ， 結果 如下： M M M M 數值模擬中選取了不同的信噪比來研究噪聲對 x0 = - y i x2i - x i x i y i i =1 i =1 i =1 i =1 M M M 測量值的影響， 取 100， 的定義見式 L L （7） 。模擬結 （5） 果如圖 5 所示。從圖 5 中可知當接收的信噪比極低 （ 如 - 25 dB） 算法仍可以很精確地測量出 PN 碼 時， 均方差為 的相位， 測量值的平均值為 - 0. 0004T c ， 1.

16、5 × 10 - 4 T2 。同時， 5 也說明了本算法對噪聲不 圖 c 敏感， 即動態(tài)范圍大的特點。 M x i y i i =1 xi yi i =1 i =1 式中 x i = - 3Tc / 16， Tc / 8， Tc / 16， Tc / 16， 0， Tc / 8， / 16， i = Pe1， 3Tc y Pe2， Pe3， Pe4， Pe5， Pe6， Pe7， M = 7。 ? 130 ? 2005 年第 4 期 專題述評 SUMMARIZATION 六、 結 論 由以上仿真結果可以得到以下結論： 此算法具 有計算量小、 抗噪聲性能優(yōu)越、 易于工程實施的特 點。目前此算法已經用于某衛(wèi)星定位系統(tǒng)的地面用 戶機中，用于實現高精度的偽碼跟蹤以及雙路偽碼 的相位差測量，性能良好，在實際應用中精度達到 ± 3 ns。 參考文獻 圖5 不同信噪比對測量結果的影響 1 查光明， 熊賢祚. 擴頻通信 M 西安： . 西安電子科技 大學出版社， 2002. 142 152. 數值模擬中選取了不同 L 值來研究噪聲對測 量值的影響， 模擬結果如圖 6 所示。從圖 6 可以看 出當 L 的值增大時， 測量的平均值的準確度提高，