三相升壓型PWM整流器控制

1、三相升壓型 PWN 整流器地控制摘要：在過(guò)去地十年中，控制三相升壓型脈寬調(diào)制PWM整流器在不平衡輸入電 壓條件下地許多方法已被研究和提出這些方法使用地輸入電壓，極電壓和輸入 電流整流器地分析和控制瞬時(shí)地動(dòng)力，其中雙 正序和負(fù)序旋轉(zhuǎn)）幀控制結(jié)構(gòu)是 最常見(jiàn)地順序組成部分總之，本文分析在兩相靜止坐標(biāo)系中地 PWM 整流器地瞬 時(shí)權(quán)力.基于這種分析，輸入功率控制，輸入輸出電源控制，輸出功率，電壓不平衡 條件下 PWM 整流器地控制方法,提出在單一地傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)與現(xiàn)有方法相比將會(huì)更 簡(jiǎn)單,本文著重表明旋轉(zhuǎn)變換輸入電壓和相位檢測(cè)方法地主要優(yōu)勢(shì)都將不存在此外,控制變量地順序成分地提取，也沒(méi)有必要，從而大大減少時(shí)

2、間延遲控制系統(tǒng) 9 千伏安 PWh 整流器顯示了其有效性,該方法地有效性地實(shí)驗(yàn)結(jié)果指數(shù)條款，脈 寬調(diào)制PWM整流,固定框,輸入電壓不平衡.近年來(lái),三相升壓型脈寬調(diào)制PWM 整流已經(jīng)獲得了越來(lái)越多地親睞如調(diào)速驅(qū)動(dòng) 器,不間斷電源,可再生能源系統(tǒng),電源系統(tǒng)等,隨著各行業(yè)應(yīng)用地普及,.PWM 整 流器地電網(wǎng)連接，它幾乎肯定會(huì)遇到輸入電壓驟降，這是最常見(jiàn)地電網(wǎng)故障之一. 通常,電壓角會(huì)引入電壓不平衡即使平衡三相源電壓，電源線或不平衡負(fù)載條件 下不同地參數(shù)也會(huì)造成不平衡轉(zhuǎn)換器連接地電網(wǎng)電壓.不平衡地輸入電壓下，可取地特點(diǎn)，如功率因數(shù)UPF 地,恒定地直流母線電壓，正弦輸入電流，不能保證 使用平衡電壓條件

3、下開發(fā)地方法事實(shí)上,許多控制算法已提出了 PWM 整流器地 運(yùn)作,在不平衡輸入電壓條件這些算法地目地是為了保持恒定地直流母線電壓 和 UPF 條件,電網(wǎng)側(cè).這些方法大致可分為三種類型：輸入功率控制 vIPC）地，輸 入輸出功率控制vIOPC ,輸出功率控制OPC ,. IPC 地計(jì)劃確保恒定有功功率 和零平均無(wú)功功率在輸入端.根據(jù)輸入電壓不平衡，輸入電流不會(huì)平衡因此，瞬 時(shí)有功功率對(duì)輸入濾波電感地基波頻率地兩倍脈動(dòng)分量.由于整流輸出端地瞬時(shí) 功率是在輸入端和濾波電感上地瞬時(shí)動(dòng)力地總和，脈沖組件將出現(xiàn)在輸出端和直 流母線電壓將隨著 IPC 算法跳動(dòng).更何況,在 IPC 計(jì)劃地輸入電流連續(xù)成分地提

4、 取是必要地.無(wú)論 IOPC 方法在輸出輸入端，而不是在紋波有功功率為零.與此同 時(shí),恒有源功率和零紋波輸入端無(wú)功功率也保持.這一改進(jìn),確保無(wú)紋波隨著直流 母線電壓和平均意義上地 UPF 條件.鑒于此,IOPC 地戰(zhàn)略需要解決非線性方程組, 雖然它可以簡(jiǎn)化，如果整流器輸入電壓命令值取代.一般來(lái)說(shuō),PWM整流器極電壓, 這是控制變量地順序成分地提取是必要地.此外,提出了 IOPC 方法,當(dāng)前引用地 順序組件,然后轉(zhuǎn)化成固定 ABC 滯環(huán)控制地框架.這種方法需要大量計(jì)算.IOPC計(jì)劃與 IPC 方法相比,在更復(fù)雜地計(jì)算成本提供更好地性能.為了獲得一個(gè)簡(jiǎn)單 地控制方法.使用地諧振控制器,以消除在 I

5、PC 地 DC 總線電壓紋波，但它引入了 輸入電流三次諧波.提出了兩種方法在固定框架基于諧振控制器內(nèi)部電流環(huán)路上 地 IOPC 員工積極序列地幀同步控制地負(fù)序分量地諧振控制器.對(duì)于大部分現(xiàn)有 地控制算法，提取順序組件 輸入電壓或控制變量，如極地 PWM8 流器地輸入電流 或電壓）幾乎是不可避免地，因?yàn)樗查g地動(dòng)能進(jìn)行了分析和控制使用積極序列和 負(fù)序變量.提出了雙饋系統(tǒng)地PWM8 流器不平衡電壓驟降下地轉(zhuǎn)子側(cè)變流器地最 優(yōu)控制方法地動(dòng)態(tài)編程能力控制加vDPPC .這種方法還需要輸入電壓對(duì)稱分量 分解.總之，控制變量地順序組成部分地提取將推出時(shí)間延遲，使控制算法復(fù)雜.雖然先進(jìn)地方法，可以減少時(shí)間延遲

6、，消除連續(xù)成分地提取似乎更可取，將簡(jiǎn)化控制算法.此外,斯坦科維奇和陳前饋方法在ABC 框架下不平衡輸入電壓和輸入阻抗.總之，這種方法是基于相量模型,并需要精確地參數(shù)事實(shí)上,PWM 整流器雙幀 模式單一固定地兩階段框架相應(yīng)地等價(jià)這個(gè)概念地啟發(fā)，本文提出地方法，只用 單固定兩相控制 PWM 整流器地瞬時(shí)權(quán)力框架地控制變量地瞬時(shí)值.基于這種方法,IPC,國(guó)際油污賠償,和 OPC 計(jì)劃都可以實(shí)現(xiàn)在單一地固定框架,而電壓信號(hào)處 理造成地時(shí)間延遲大大減少,比現(xiàn)有地方法需要連續(xù)成分地提取.b5E2RGbCAP利用輸入電壓瞬時(shí)值控制變量地延遲值,表示為 IPC,IOPC,和 OP法提供不同 地電流參考.由于所

7、有三種算法地計(jì)算在固定框架地實(shí)施，無(wú)旋轉(zhuǎn)變換是必要地. 同時(shí),開采順序組件完全消除.一般而言,IPC 和 OPC 很簡(jiǎn)單，但他們不能保證同 時(shí) UPF 地條件和無(wú)紋波直流母線電壓.IOPC 可以提供最佳地性能,雖然它是最復(fù) 雜地一個(gè).延遲地輸入電壓可以得到存儲(chǔ)地采樣數(shù)據(jù).這種方法可以提供零錯(cuò)誤地結(jié)果，但它是敏感地電壓失真和干擾.在本文中，諧振控制器為基礎(chǔ)地方法，提 出采用獲得延遲地輸入電壓，雖然這種方法最初是為順序成分地提取 .需要注意 地是順序成分提取中地步驟在本文中并不需要.其實(shí),這種方法是不敏感地電壓諧波,可以跟蹤輸入電壓與零誤差地基本組成部分.四.在此論文由 IPC IOPC 或 OP

8、C 不PRPRl3lnPWM RectilicrSVPWMctp/abcabc/apabc/up+Current Ref. Calc.(22) fori PC or(25) for IOPCOT(31) ibrOPtInstantaneous andDelayed InputVoltage -xlractionFeedforwardCompensation站平衡輸入電壓條件下地 PWM8 流器控制不平衡輸入電壓下地 PWM6流器 控制在固定地框架如圖.與傳統(tǒng)解決方案相比，主要區(qū)別是計(jì)算當(dāng)前引用.外環(huán)作 為傳統(tǒng)地解決方案是相同地.可以看出，目前正在實(shí)施循環(huán)兩相靜止坐標(biāo).可以補(bǔ)償?shù)剌斎腚妷?，電流?nèi)

9、環(huán)地?cái)_動(dòng)項(xiàng)，如在圖中虛線部分所示在固定地控制是幀同 步,因?yàn)闆](méi)有旋轉(zhuǎn)變換，簡(jiǎn)單得多然而，由于作為當(dāng)前地參考正弦，傳統(tǒng)地 PI 控 制器不適合在這樣地條件要跟蹤當(dāng)前引用在固定框架地零誤差，比例加諧振 PR 控制器通過(guò)電流回路,達(dá)到快速地動(dòng)態(tài)響應(yīng)和零穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差.PR 控制器3s ,KPC 和 Kr 地基本輸入電壓地角頻率,比例增益,共振增益,分別表示.參數(shù)設(shè) 計(jì)地基礎(chǔ)上沒(méi)有簡(jiǎn)單地耦合控制器24提出地方法.由于沒(méi)有順序組成部分,在 該方法提取，控制算法地復(fù)雜性是多還是少下降更重要地是，時(shí)間延遲 ,其中Tfun 是電網(wǎng)電壓地基本周期）地順序成分提取過(guò)程中地時(shí)域相移操作造成被淘 汰plEanqFDPw

10、五,實(shí)驗(yàn)結(jié)果本文提出地算法已核實(shí)16位DSP TMS320LF24地控制地三相 PWMK流器TI產(chǎn) 品），這是一個(gè)背回轉(zhuǎn)爐地前端圖 3顯示了背回轉(zhuǎn)爐地照片.空間矢量 PWM調(diào)制 方法和絕緣柵雙極晶體管1200 V,200 ）通過(guò)采用功率器件.表一中列出地其他參數(shù)輸入電流地總諧波失真THD是由一個(gè)Fluke 43B電能質(zhì)量分析儀測(cè)量實(shí) 驗(yàn)裝置如圖 4 階段地串聯(lián)電阻為 0.5Q地電壓不平衡首先,PWM 整流器被加載 并在相位開關(guān)被打開當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，電壓下降將出現(xiàn)在第二階段 A 和三相電壓 會(huì)變得不平衡圖圖 5 顯示下 OPC 浸即時(shí)地三相電壓可以看出,B 和 C 相電壓也 沾這是因?yàn)樵趯?shí)驗(yàn)室地電

11、網(wǎng)薄弱，電網(wǎng)電壓，電流地增加而降低在實(shí)驗(yàn)中,IPC,OPC 和 IOPC 地表演已經(jīng)全部測(cè)試所有三種方法地控制器參數(shù)地選擇相 同.外環(huán)：PI= 1+200/ S.連續(xù)時(shí)間域地 PI 和公關(guān)控制器地離散數(shù)字控制地零階 保持方法圖 6所示波形地穩(wěn)態(tài)輸入電流和直流母線電壓地平衡輸入電壓下地三 種方法其實(shí)，這三種方法地結(jié)果幾乎是相同地，和 THDof 輸入電流都是約 1.7 % 然而,OPC 地輸入電流約37 A和IPC/國(guó)際油污賠償約35答： 是地,這是因?yàn)镮PC 和IOPC確保在輸入端子地UPF條件地 OPC 而在輸出端保持 UPF 地條件圖在 A 相電壓驟降即時(shí)顯示地三種算法地結(jié)果 可以看出，所

12、有三種方法地直流母線電 壓在輸入電壓跌落瞬間下降，并迅速恢復(fù)到參考值然而,紋波成分開始出現(xiàn)在 IPC 在直流母線電壓，但這種情況不會(huì)發(fā)生 OPC和 IOPC.顯示了不平衡輸入電壓 條件下地三種方法地穩(wěn)態(tài)波形 RMS 值和 THD 輸入電流和直流母線電壓紋波表 二所列地三個(gè)方案，來(lái)比較不同地性能很顯然，輸入電流嚴(yán)重扭曲下地 IPC,電 流 RMS 值較其他兩種方法地不平衡根據(jù) OPC 地輸入電流有三項(xiàng)計(jì)劃中最低地 THD 值,而 IOPC 給最均衡地輸入電流 RMSfi根據(jù) OPC 和 IOPC紋波成分都比較 小,IPC 地是偉大地這是因?yàn)?IPC 地方法并不能保證？POUT二作為OPCffiI

13、OPC 做因此，直流母線電壓波動(dòng)下地 IPC從圖可以看出 2,乘以直流母線電壓外環(huán) PI 控制器地輸出作為參考為參考電流計(jì)算地瞬時(shí)有功功率因此,當(dāng)前地參考，也將成為下 IPC 地扭曲無(wú)論如何，這不會(huì)發(fā)生 OPC 和 IOPC.更重要地是，這三種 方法地瞬時(shí)動(dòng)能也被調(diào)查通過(guò)控制板上地 D / A 端口地示波器上顯示瞬時(shí)權(quán)力 事實(shí)上,輸出地瞬時(shí)有功功率對(duì)直流母線電壓，而輸入地瞬時(shí)無(wú)功功率秦交易與 功率因數(shù)可以看出,根據(jù) IPC 地 POUT 地基波頻率地脈動(dòng)分量地兩倍,同時(shí)在 OPC 和 IOPC 那些不具有明顯地波動(dòng)在此期間,IPC 或 IOPC 秦平均值幾乎是零，這意味著 UPF 地條件，滿足電網(wǎng)側(cè)然而,秦遠(yuǎn)低于零下地 OPC 這是因?yàn)?/p>