無線對講機論文

1、無線對講機設計（基帶信號處理單元）摘要 本文闡述無線對講機基帶信號處理單元的設計。主要設計工作包括：發(fā)射端的麥克風語音信號放大電路，采樣和量化，以及接收端的數(shù)字信號接收、數(shù)模轉換、平滑濾波和功率放大，從而支持語音信號的基帶傳輸。電路設計中主要使用運算放大器和單片機，分別處理模擬信號和數(shù)字信號。完成了硬件制作和軟件編程。測試結果表明，麥克風語音信號放大電路、采樣量化、數(shù)字信號接收、數(shù)模轉換、平滑濾波和語音功率放大均達到了預期指標。關鍵詞 無線對講機 基帶信號 運算放大器 單片機Design of the One Way Radio (Base Band Signal Process Unit )

2、Abstract This paper mainly expounds the design method of the one way radio in base band signal unit. The main work can be divided into two parts:sending and receiving The former involves the amplification of the input voice siganl from the microphone, sampling, and quantization.After the arrival of

3、the signal,the next procedures are as follows: the digital signal receiving,D/A conversion, smoothing filtering and power amplification.When the above steps are finished, the base band signal transmission are implemented,The main components used in the design of circuit are operational amplifiers an

4、d microcontrollers, respectively processing analogue and digital signal.Then I use the software for circuit simulation and debugging.Once the results reach the expected indicators,I put it into practice and make plates for the circuit. The final work is to test the plates and make adjustments so as

5、to meet the requirements wanted.Key words One way radio Base band signal Operational amplifier Microcontroller目錄引言1第1章無線對講機系統(tǒng)21.1無線對講機基帶信號處理單元結構21.2基帶傳輸系統(tǒng)2基帶發(fā)送部分的構成2基帶接收部分的構成3第2章基帶傳輸系統(tǒng)設計方案42.1基帶發(fā)送部分的設計4前置放大電路的設計4抗混疊濾波器的設計9 A/D轉換和基帶串行發(fā)送的設計132.2基帶接收部分的設計14基帶串行接收的設計14D/A轉換電路和平滑濾波器的設計15功率放大器的設計17第3章軟件仿真

6、和調試213.1基帶發(fā)送部分的仿真和調試21前置放大電路的仿真和調試21抗混疊濾波器的仿真和調試22 A/D轉換電路的仿真和調試23基帶串行發(fā)送設計的仿真和調試253.2基帶接收部分的仿真和調試27基帶串行接收的仿真和調試27D/A轉換電路的仿真和調試29平滑濾波器的仿真和調試31功率放大器的仿真和調試313.3基帶系統(tǒng)整體仿真和調試32第4章實驗測試和結果364.1基帶發(fā)送部分的測試和結果36前置放大電路的測試和結果36抗混疊濾波器的測試和結果38 A/D轉換電路的測試和結果42基帶串行發(fā)送的測試和結果474.2基帶接收部分的測試和結果49基帶串行接收的測試和結果49D/A轉換電路的測試和結

7、果54 平滑濾波器的測試和結果57功率放大器的測試和結果57結論59參考文獻61附錄62引言對講機與手機相比有許多獨特的地方。首先對講機不受網(wǎng)絡限制，在無線蜂窩網(wǎng)絡未覆蓋到的地方，對講機可以讓使用者相互溝通。其次是對講機提供一對一，一對多的通話方式，一按就說，操作簡單，令溝通更自由，尤其在緊急調度和集體協(xié)作工作的情況下，這些特點是非常重要的。第三是通話成本低，除了購機費用和電池耗電外，沒有其他成本，相比而言，手機還有通話費，月租費等。 對講機應用領域很廣，主要應用在公安、民航、運輸、水利、鐵路、制造、建筑、服務等行業(yè)，用于團體成員間的聯(lián)絡和指揮調度，以提高溝通效率和提高處理突發(fā)事件的快速反應能

8、力。隨著對講機進入民用市場，人們外出旅游、購物也開始越來越多地使用對講機。從通信工作方式上，對講機分為單工通信工作的單工機和雙工通信工作的雙工機。本文主要內容是設計單工機的基帶信號處理單元。主要設計工作包括：發(fā)射端的麥克風語音信號放大電路，采樣和量化，以及接收端的數(shù)字信號接收、數(shù)模轉換、平滑濾波和功率放大，從而支持語音信號的基帶傳輸。在設計中以英國Labcenter electronics公司出版的EDA工具軟件 PROTEUS和美國Microchip公司出版的單片機集成開發(fā)軟件MPLAB為設計平臺，另外使用MATLAB軟件作輔助理論分析，還使用PROTEL 99SE軟件制作印刷電路板。本文是

9、這樣安排的，第1章描述總體的基帶傳輸系統(tǒng)架構，作為整個設計的提綱，第2章開始論證具體的實現(xiàn)方案，第3章對第2章提出的方案按模塊一一用軟件仿真，第4章是實際電路的制作和測試。最后作一個總結，說明設計完成的情況。本設計的技術指標包括：語音失真度小于5%,頻帶范圍 300hz3400hz，麥克風電路靈敏度 0.5w。在具體電路設計中主要使用運算放大器和單片機，分別處理模擬信號和數(shù)字信號。第1章無線對講機系統(tǒng)1.1無線對講機基帶信號處理單元結構如圖1-1所示為單工無線對講機總體系統(tǒng)結構。它包括基帶信號處理單元和射頻信號處理單元兩部分。射頻部分可由專用芯片完成，本文只闡述基帶信號的數(shù)字傳輸設計，包括為射

10、頻芯片發(fā)射部分提供語音數(shù)字輸入，從射頻芯片接收部分接收數(shù)字輸出并還原出語音信號。由于采用單工方式通信，在同一時刻只能單方向傳送信息。當A方按下發(fā)送按鍵時，發(fā)信機與天線相連接而處于發(fā)送狀態(tài)，B方則應使天線與收信機相連接而處于接收狀態(tài)，構成由A 到B的單向通信鏈路。要使信息反向傳送，則需要雙方改變原來的收發(fā)狀態(tài)?？紤]到A，B雙方的收發(fā)機完全相同，而本文不涉及射頻部分，為減少工作量，只設計一對收發(fā)機進行基帶通信，簡化后總體系統(tǒng)結構如圖1-2所示。圖1-1單工無線對講機總體系統(tǒng)結構圖1-2單工無線對講機基帶傳輸系統(tǒng)結構1.2基帶傳輸系統(tǒng)基帶發(fā)送部分的構成基帶發(fā)送部分由語音前置放大、抗混疊濾波、A/D轉

11、換和基帶串行發(fā)送四部分組成。如圖1-3所示。語音前置放大抗混疊濾波A/D轉換基帶串行發(fā)送圖1-3基帶發(fā)送部分的構成基帶接收部分的構成基帶接收部分由基帶串行接收、D/A轉換、平滑濾波和功率放大四部分組成。如圖1-4所示?；鶐Т薪邮誅/A轉換平滑濾波功率放大圖1-3基帶接收部分的構成第2章基帶傳輸系統(tǒng)設計方案2.1基帶發(fā)送部分的設計基帶發(fā)送部分的設計包括前置放大、抗混疊濾波、A/D轉換和基帶串行發(fā)送四部分的設計。前置放大電路的設計（1）小信號放大器要求1前置放大電路屬小信號放大，一般不考慮輸出功率，只要求在小信號激勵下a不失真地放大信號，b具有足夠大的增益，c寬的通頻帶，d合適的輸入、輸出阻抗，

12、e放大后的小信號電壓足夠被A/D轉化，f當然還要有一定驅動能力。（2）分析a話筒的輸出信號一般只有5mV左右，輸出阻抗可達到20 k （亦有低愉出阻抗的話筒如20，20O 等），最常用的駐極體話筒輸出阻抗一般小于2K，所以麥克風電路的作用是不失真地放大聲音信號（最高頻率達到10kH），其輸入阻抗應遠大于話筒的輸出阻抗。b 根據(jù)任務書要求，麥克風電路靈敏度小于10mV，假設實際輸入信號最小約為10mV,放大后最大設定為5V，則最大增益約為54dB。c 語音信號的通頻帶為300-3400Hz。（3）電路設計2為簡化電路設計，采用集成運算放大器，這樣只要設計必要的外圍電路即可。接下來的任務是綜合上述

13、幾點，選用合適的集成運放芯片。常用的有普通運放和高性能運放，比較典型的是UA741和NE5532，將它們的性能作一對比，如表2-1和表2-2所示。表2-1A741的性能參數(shù)電源電壓+Vcc -VEE+3V+18V，典型值+15V-3V-18V，典型值-15V工作頻率10kHz輸入失調電壓VID2mV單位增益帶寬BW1MHz輸入失調電流IIO20nA轉換速率SR0.5V/s開環(huán)電壓增益AVG106dB共模抑制比KCMR（接下頁）90dB輸入電阻1M功率消耗PD500mW輸出電阻75輸入電壓范圍13V表2-2NE5532的性能參數(shù)電源電壓+Vcc -VEE+3V+20V-3V-20V工作頻率140

14、kHz輸入失調電壓VID0.5mV單位增益帶寬BW10MHz輸入失調電流IIO10nA轉換速率SR9V/s開環(huán)電壓增益AVG94dB共模抑制比KCMR100dB輸入電阻1M功率消耗PD780mW輸出電阻75輸入電壓范圍電源電壓比較發(fā)現(xiàn)NE5532雖然功耗較大，但在轉換速率和單位增益帶寬增益上都優(yōu)于A741。別外對二者的開環(huán)頻率特性作一比較，如圖2-1和圖2-2所示。圖2-1A741差模輸入開環(huán)增益頻率特性圖2-2NE5532差模輸入開環(huán)增益頻率特性觀察發(fā)現(xiàn)A741開環(huán)時的通頻帶約為10Hz，而NE5532開環(huán)時的通頻帶約為1kHz，更適合語音頻段300-3400Hz的放大。（4）設計過程3結合

15、上述分析決定使用NE5532作為前置放大電路的芯片，考慮到NE5532在閉環(huán)時增益可達到40dB（見圖2-3），很接近設計要求的54dB，所以不采用級聯(lián)放大。另外希望對低于20Hz部分的信號有衰減作用，也就是設計成一個低頻語音前置放大器。如圖2-4所示。圖2-3NE5532差模輸入閉環(huán)增益頻率特性圖2-4 用NE5532構建的低頻語音前置放大器圖2-4中，C1、C2用來隔直流。其系統(tǒng)函數(shù)H（S）=Uo/Ui= （2-1）由于其幅頻特性不好描述，常用軟件進行刻畫，考慮到該式中含有多個變量，需根據(jù)設計要求大致確定各變量的取值才能進行畫出圖形，以便評估。該電路預期設計指標包括：閉環(huán)放大倍數(shù)101，通

16、帶頻率20-2000Hz，輸入信號Ui=10mV-80mV（有效值）。具體確定參數(shù)范圍需用到以下幾個關系式：基本關系式1f=GB/KF （2-2）其中f為主極點頻率，KF為閉環(huán)放大倍數(shù)，GB為閉環(huán)單位增益頻率?；娟P系式2 （2-3）其中fL1是由C2決定的下限頻率（幅頻特性中-3dB對應的頻率）?；娟P系式3 （2-4）其中fL2是由C1決定的下限頻率，fL12KHz，滿足上限頻率的要求。由于Uo最大值為（1010.08）=11.42V（幅值），電源電壓應大于11.42V，取15V。b選擇RF、Rf、R1NE5532的輸入電阻RID=1M，輸出電阻RO=75，則RF可由式（2-6）確定，求得

17、RF=61.23K,取62K。由式（2-5）求得Rf=620，則R1=Rf=620。c確定C1、C2根據(jù)要求fL2=20Hz，由式（2-4）求得C1=12.8uF，取C1=10uF。fL1=fL2/10=2Hz，由式（2-3）求得C2=128uF，取C2=100uF。經(jīng)過上述步驟就確定了電路中的所有參數(shù)，見表2-3。表2-3低頻語音前置放大器的參數(shù)電源電壓/V15RF/ K62Rf/620R1/620C1/ uF1MC2/ uF100然后由式（2-1）用MATLAB對該電路的幅頻特性進行仿真，程序代碼見附錄一，仿真結果如圖2-5所示。圖2-5 低頻語音前置放大器幅頻特性觀察可知其系統(tǒng)函數(shù)所描繪

18、的是截止角頻率約為100rad/s（即截止頻率約16Hz）的放大器，放大倍數(shù)為40dB(100倍)，對低于20Hz信號有比較陡峭的衰減，基本滿足對低頻部分的要求，但對高頻信號沒有衰減作用，在下一節(jié)中將設計一低通濾波器以達到抗混疊的效果。2.1.2抗混疊濾波器的設計（1）濾波器類型的選擇4如果用模擬電路直接對模擬信號進行處理則構成模擬濾波器，它是一個連續(xù)時間系統(tǒng)。如果利用離散時間系統(tǒng)對數(shù)字信號（時域離散，幅度量化后的信號）進行濾波，則構成數(shù)字濾波器。除了模擬和數(shù)字這兩大類濾波器外，還有一類對離散信號（僅時間離散，未轉換成數(shù)字信號）進行處理的濾波電路，其中“開關電容濾波器”具有一定的代表性。由于本

19、系統(tǒng)對濾波要求的精度不是很高，為簡化設計，采用模擬濾波器的方案。常用的模擬濾波器有無源LC濾波器和有源的RC濾波器兩類。在工作頻率較低的情況下，無源LC濾波器表現(xiàn)出明顯的缺點。此時，電感元件體積、重量較大，而且電感Q值下降。RC有源濾波器則適用于低頻場所。本設計屬于低頻設計，采用RC有源濾波器。（2）RC有源濾波器的實現(xiàn)方案5 6RC有源濾波器包括電阻、電容、運算放大器以及由此導出的電壓控制電壓源（VCVS）、回轉器、積分器、比例放大器和加法器等，無電感電路。常見的VCVS有兩種，如圖2-6所示。圖2-6常見的VCVS（a）正增益VCVS（b）負增益VCVS圖2-6（a）是正增益VCVS，其增

20、益k=V2/V1=1+R2/R1 （2-7a）當R2=0，R1=時，即電壓跟隨器。圖2-6（b）是負增益VCVS，其增益k=V2/V1=-R2/R1 （2-7b）和無源濾波器一樣，有源濾波器的實現(xiàn)也是綜合系統(tǒng)函數(shù) （2-8）當mn時 (2-9)其中kn。子系統(tǒng) （2-10）RC有源濾波器利用放大器負反饋，使H（s）產(chǎn)生共軛極點，不僅可以靠近j，形成良好選頻特性（用于濾波），甚至可以移至虛軸形成振蕩（作信號源）。RC有源濾波器有兩種實現(xiàn)方法:a直接法，直接將H（s）綜合得到電路；b級聯(lián)法，將子系統(tǒng)Hj（s）逐級實現(xiàn)后級聯(lián)。本設計采用級聯(lián)法，典型電路是單級正反饋電路，它是可以實現(xiàn)不同濾波特性的雙二

21、階電路。它由RC梯形電路與有源VCVS共同組成，其一般結構如圖2-7(a)所示,其中Y1，Y2，Y3，Y4是電阻或電容，r和（K-1）r用以調節(jié)所需要的增益K，圖2-7（b）是其等效電路。圖2-7雙二階單級正反饋電路實現(xiàn)及其等效電路（a）實現(xiàn)電路（b）等效電路其系統(tǒng)函數(shù) (2-11)用R-C元件代入Y1-Y4，就可以構造出具有不同濾波特性的雙二階系統(tǒng)函數(shù)Ha（s）。（3）RC有源濾波器參數(shù)的確定這一部分用到的抗混疊濾波器屬低通濾波器，而具有低通濾波特性的雙二階系統(tǒng)函數(shù)Ha（s）的一般表達式為 （2-12）其中A（s）為傳輸函數(shù)，即Ha（s），Av為電壓增益，c為截止角頻率，Q為品質因數(shù)。采用R

22、-C情況如圖2-8所示。圖2-8雙二階單級正反饋低通濾波電路圖2-8所示的電路也是VCVS電路，其中運放為同相輸入，輸入阻抗很高，輸出阻抗很低，濾波器相當于一個電壓源，故稱VCVS電路，其優(yōu)點是電路性能穩(wěn)定，增益容易調節(jié)。這一電路對理想濾波器的逼近方式，同樣有巴特沃斯最平坦逼近法和切比雪夫等波紋逼近法等，實際采用的是巴特沃斯最平坦逼近法，圖2-9所示的是其一般幅頻特性。圖2-9巴特沃斯低通濾波電路幅頻特性具體的系統(tǒng)函數(shù)表達式為 （2-13）由式（2-12）和式（2-13）聯(lián)立方程組 （2-14）只根據(jù)設計指標fc,Av,Q確定電路參數(shù)R1，R2，C，C1的值是相當困難的。通常是先設定一個或幾個

23、元器件的值，再由式（2-14）求其他元器件值。設定的元器件越少，方程求解越難，但電路調整較方便?，F(xiàn)在已經(jīng)用計算機完成了方程組的求解，并將具有巴特沃斯、切比雪夫響應的n=2，3，8階各種類型的有源濾波器的電路及其所用的R、C元器件的值制成設計圾，設計時只需要查表就能得到濾波器的電路及R、C元器件的值，這種查表法實際上就是有源濾波器的快速設計方法。具體設計步驟如下：a 根據(jù)截止頻率fc，從圖2-10中選定一個電容C（uF）的標稱值，使其滿足 （2-15）K值不能太大，否則會使電阻的取值較大，從而使引入的誤差增加，通常取1K10。實際取fc=3400Hz，作為低通濾波器的截止頻率，由式（2-12）可

24、知C在0.0029-0.029uF之間取值，由圖2-10查得C=0.01uF,K=3。圖2-10截止頻率fc，電容C及參數(shù)K的對應關系（a）截止頻率fc（1Hz-102Hz）（b）截止頻率fc（102Hz-104Hz）b 從表2-4查出與Av對應的電容值及K=1時的電阻值，再將這些電阻值乘以參數(shù)K，得電阻的設計值。取Av=2，則R1=1.126K=3.378K，R2=2.250K=6.750 K,R3=6.752K=20.256K,R4=6.752K=20.256 K，C1=C=0.1uF。表2-4二階低通濾波器設計表Av1246810R11.4221.1260.8240.6170.5210.

25、462R25.3992.2501.5372.0512.4292.742R3開路6.7523.1483.2033.3723.560R406.7529.44416.01223.60232.038C10.33CC2C2C2C2Cc 理論驗算。將R1、R2、R3、R4、C1、C代入式（2-14）得fc=3.35KHz,Av=2, 經(jīng)過上述步驟就確定了電路中的所有參數(shù)，見表2-5。表2-5抗混疊濾波器的參數(shù)R1/K3.378R2/K6.750R3/ K20.256R4/ K20.256C/ uF0.1C1/ uF0.12.1.3 A/D轉換和基帶串行發(fā)送的設計(1)基本要求7微弱的語音進號經(jīng)前置放大電路

26、線性放大后就可進行A/D轉化，獲得的數(shù)字量輸入數(shù)字調制發(fā)射模塊進行發(fā)射，本設計中只作基帶發(fā)送。放大后待量化的語音信號頻率范圍仍然在300-3400Hz之間，根據(jù)采樣定理，采樣頻率必須大于等于基帶最高頻率的2倍，才可以由采樣信號恢復出原信號。取最高頻率為4KHz，則采樣頻率為8KHz。本設計利用PIC16F877單片機內置A/D轉換電路實現(xiàn)10位量化，然后取高8位通過單片機的SPI模式進行基帶串行送。A/D轉換電路應達到下列要求：a 每次A/D轉換周期（包括采樣保持和量化兩過程）不超過1/8KHz=125usb 串行數(shù)據(jù)傳輸速率不得低于8bit/125us=64kb/s,并行傳輸速率每路不低于1

27、bit/125us=8kb/s(2)基本方案8a A/D轉換時間間隔。查詢PIC16F877單片機手冊，了解到每次A/D轉換分兩個階段：采樣保持，量化。最小采樣保持時間為12us，量化用時12TAD。其中TAD由軟件設置為TAD=8TOSC，TOSC為單片機所接晶振的周期，通常都是用4MHz晶振，TOSC=1/4MHz=0.25us，TAD=2us，量化用24us。則一次A/D轉換最少用時為12+24=36us。所以每次A/D轉換的間隔應控制在36us和125us之間，可用單片機內的定時器0進行定時，量化后的10位數(shù)字量結果只取高8位，采用單片機SPI主模式串行輸出，流程圖見圖2-11。圖2-

28、11A/D轉換流程圖b A/D轉換參考電壓。理論上放大后的語音信號電壓在15V之間變化，實際中可能難以達到，但可以確定是在正負電壓之間變化，所以先以5V作參考電壓。(3)程序代碼#include /采用PIC16F877A的SPI主模式傳輸8位的AD轉換數(shù)據(jù)/SPI主模式下只要向SSPBUF存入數(shù)據(jù)，就可由SDO串行輸出/在中斷中進行A/D轉換并將結果放入SSPBUF，從而直接發(fā)送void interrupt usart_seve() T0IF=0;TMR0=0xf6; ADGO=1;wait:if(ADIF=0) goto wait;SSPBUF=ADRESH;ADIF=0; /TMR0=0

29、xc8;main() TRISC3=0;/RC3為輸出作SCK TRISC5=0;/RC5為輸出作SDO TRISC4=1;/RC4為輸入作SDI SSPCON=0X31; SSPSTAT=0x40; INTCON=0xe0; OPTION=0x00; ADCON0=0X41;/AD轉換時鐘為8分頻,AN0為模擬輸入，接通AD電路的電源； ADCON1=0X0f;/選擇采樣數(shù)據(jù)左對齊，選擇通道AN0為模擬輸入,AN3,AN2外接正負基準電壓 TMR0=0;loop:goto loop;2.2基帶接收部分的設計基帶接收部分的設計包括基帶串行接收、D/A轉換電路、平滑濾波器和功率放大器四部分的設計

30、?；鶐Т薪邮盏脑O計(1)基本方案直接利用單片機的SPI從模式進行基帶串行接收，然后由PORTB端口并行輸出數(shù)據(jù)以供D/A轉換。(2)程序代碼#include/采用PIC16F877A的SPI從模式接收8位的AD轉換數(shù)據(jù)/SPI從模式下按輸入的SCK時鐘由SDI串行輸入8bit數(shù)據(jù),然后存入SSPBUF/將SSPBUF內數(shù)據(jù)送至PORTB并行輸出從而進行DA轉換void interrupt usart_seve() SSPIF=0; PORTB=SSPBUF;/并行輸出8位數(shù)字量main() TRISB=0;/并行輸出數(shù)字量以供DA轉換 TRISC3=1;/RC3為輸入作SCK，說明是從模式

31、TRISC5=0;/RC5為輸出作SDO TRISC4=1;/RC4為輸入作SDI SSPCON=0X35;/選擇從動模式，不使能/SS SSPSTAT=0x40;/每比特數(shù)據(jù)輸出的中間時刻采樣，SCK下降沿輸出下一比特數(shù)據(jù) INTCON=0xe0;/使能外圍中斷 SSPIE=1;SSPIF=0;loop:goto loop;2.2.2D/A轉換電路和平滑濾波器的設計（1）D/A轉換芯片選擇9由于是并行接收，為簡化設計，選用并行輸入的D/A轉換芯片，對芯片的要求主要是轉換速率要足夠高。設計采用DAC0832，其轉換時間僅1us，遠小于接收數(shù)據(jù)的周期125us，滿足設計要求。（2）DAC0832

32、芯片性能結構圖2-12和圖2-13分別為DAC0832的引腳圖和內部結構圖。其主要參數(shù)如下：分辨率為8位，轉換時間為1s，滿量程誤差為1LSB，參考電壓為(+10-10)V，供電電源為(+5+15)V，邏輯電平輸入與TTL兼容。從圖2-12中可見，在DAC0832中有兩級鎖存器，第一級鎖存器稱為輸入寄存器，它的允許鎖存信號為ILE，第二級鎖存器稱為DAC寄存器，它的鎖存信號也稱為通道控制信號 /XFER。圖2-12 DAC0832引腳圖引腳圖當ILE為高電平，片選信號 /CS 和寫信號 /WR1為低電平時，輸入寄存器控制信號為1，這種情況下，輸入寄存器的輸出隨輸入而變化。此后，當 /WR1由低

33、電平變高時，控制信號成為低電平，此時，數(shù)據(jù)被鎖存到輸入寄存器中，這樣輸入寄存器的輸出端不再隨外部數(shù)據(jù)DB的變化而變化。對第二級鎖存來說，傳送控制信號 /XFER 和寫信號 /WR2同時為低電平時，二級鎖存控制信號為高電平，8位的DAC寄存器的輸出隨輸入而變化，此后，當 /WR2由低電平變高時，控制信號變?yōu)榈碗娖?，于是將輸入寄存器的信息鎖存到DAC寄存器中。圖2-13 DAC0832內部結構圖（2）DAC0832工作方式DAC0832有三種工作方式：直通方式，單緩沖方式，雙緩沖方式。a 直通方式 ：當ILE接高電平，、和都接數(shù)字地時，DAC處于直通方式，8位數(shù)字量一旦到達DI7DI0輸入端，就立

34、即加到8位D/A轉換器，被轉換成模擬量。例如在構成波形發(fā)生器的場合，就要用到這種方式，即把要產(chǎn)生基本波形的數(shù)據(jù)存在ROM中，連續(xù)取出送到DAC去轉換成電壓信號。b 單緩沖方式 ：只要把兩個寄存器中的任何一個接成直通方式，而用另一個鎖存器數(shù)據(jù)，DAC就可處于單緩沖工作方式。一般的做法是將和都接地，使DAC寄存器處于直通方式，另外把ILE接高電平，接端口地址譯碼信號，接CPU的信號，這樣就可以通過一條MOVX指令，選中該端口，使和有效，啟動D/A轉換。c 雙緩沖方式 ：主要在以下兩種情況下需要用雙緩沖方式的D/A轉換。l 需在程序的控制下，先把轉換的數(shù)據(jù)輸入輸入緩存器，然后在某個時刻再啟動D/A轉

35、換。這樣，可先選中端口，把數(shù)據(jù)寫入輸入寄存器；再選中端口，把輸入寄存器內容寫入DAC寄存器，實現(xiàn)D/A轉換。l 在需要同步進行D/A轉換的多路DAC系統(tǒng)中，采用雙緩沖方式，可以在不同的時刻把要轉換的數(shù)據(jù)打入各DAC的輸入寄存器，然后由一個轉換命令同時啟動多個DAC轉換。先用3條輸出指令選擇3個端口，分別將數(shù)據(jù)寫入各DAC的輸入寄存器，當數(shù)據(jù)準備就緒后，再執(zhí)行一次寫操作，使變低同時選通3個D/A的DAC寄存器，實現(xiàn)同步轉換。為滿足實時性的要求，采用直通方式。（3）D/A轉換電路設計7設計的電路如圖2-14所示，其中ILE接高電平，、和都接數(shù)字地，此時DAC處于直通方式，8位數(shù)字量一旦到達DI7D

36、I0輸入端，就立即加到8位D/A轉換器，被轉換成模擬量。圖2-14單片機和DAC0832直通方式輸出連接圖運放輸出電路輸出電壓 VOUT(D/256)*VREF （2-16）其中D為B7-B0對應的8位數(shù)字量，VREF為D/A轉換的參考電壓，設計采用VREF=5V。（3）平滑濾波器的電路設計平滑濾波器設計與完全相同。2.2.3功率放大器的設計（1）功率放大器的要求功率放大器是在大信號激勵下輸出足夠大的信號電壓U和信號電流I，使功率P=UI接近極限應用。它的要求如下：a安全b高效c輸出失真在允許范圍內的功率信號d功率信號增益滿足要求上述a、b、c這三個要求為最主要，實際中的功放有甲類、乙類、甲乙

37、類、丙類等，甲類效率最低，極限只有25%，丙類最高可接近100%，乙類和甲乙類居中，約在70%-80%，但從電路復雜程度上看，甲類最簡單，丙類最復雜，而乙類和甲乙類居中，容易集成，所以折中選擇乙類或甲乙類。目前應用最廣泛的功率放大電路類型是乙類互補推挽功率放大器。如圖2-15所示。圖2-15乙類互補推換功率放大器（2）乙類互補推換功率放大器分類常見的乙類互補推換功率放大器有OTL、OCL、BTL電路，它們的優(yōu)缺點見表2-6。表2-6OTL、OCL、BTL優(yōu)缺點英文名稱OTLOCLBTL中文名稱無變壓器功放電路無輸出電容功放電路由兩個相同的OCL電路組成一個功率更大的功放電路優(yōu)點可以使用單電源供

38、電，是電池供電的首選電路省去體積較大的輸出電容，頻率特性好無論使用單電源還是雙電源供電都不需要輸出電容，理想輸出功率是單個OCL電路的4倍，功率做得更大缺點需要通過體積較大的電解電容作為輸出耦合需要雙電源供電，對電源的要求稍高電路比較復雜考慮到本次設計的對講機為方便攜帶必須采用電池供電，而輸出功率不高，僅為0.5W，所以采用OTL電路。（3）OTL電路的設計設計OTL電路可以直接選用合適的三極管構建電路，設計時考慮到以下幾點：a為避免交越失真，必須為輸入端的兩管加合適的正偏電壓b為構建單電源供電電路，在輸出負載端串接一個大容量隔直流電容c為保證功率管不被燒壞，需有過流保護電路d為使功率管充分利

39、用，輸入激勵需采用自舉電路使輸入達到最大值綜合以上四點，設計方案一。具體電路如圖2-16。圖2-15直接由三極管構建的乙類互補推換功率放大器設計思想：a 基本原理，T2為一只NPN型功率晶體管，T3為一只PNP型功率晶體管，它們組成互補推挽輸出管，T1為電壓放大激勵管。信號經(jīng)過C1耦合送入T1進行放大后，從T1集電極產(chǎn)生的信號正半周使T2導通，負半周則使T3導通，經(jīng)過放大后的信號通過電容C3后輸出至揚聲器。電路中電容C2為自舉電容，它和R2及R3組成自舉電路，使B點的電位隨輸出電壓的增高而增高，擴大了電路的動態(tài)范圍（詳見電子線路非線性部分P34）。b 詳細參數(shù)計算。由式（2-17）就可確定T2

40、，T3的極限參數(shù)，找出相應的三極管 （2-17） c 論證可行性：電路過于理想，實際需要很多改進，如三極管特性不匹配等問題，器件參數(shù)計算難度大，缺少確定的可行范圍，通頻帶范圍不好確定，調試起來也較麻煩。為簡化電路，考慮直接用集成功放制作揚聲器功率放大器，得到方案二。方案二中采用LM386，它是一個單電源供電的音頻功放，外部封閉為8個引腳，其內部結構如圖2-16所示，通過改變引腳1和引腳8之間的外部連接電阻和電容，就可以改變放大器的增益。常用的LM386工作電壓在4-12V或是5-18V，功耗典型值700mW，帶寬為300KHz，輸入電阻為50K，可以滿足輸入信號的帶寬要求300-3400Hz。

41、圖2-16LM386內部結構實際應用中LM386的外部連接元器件較少，因此它在AM-FM收音機、視頻系統(tǒng)、功率變換等場合廣泛應用。查詢芯片手冊，采用圖2-17所示功放電路。圖2-17LM386應用電路（a）Av=50（b）Av=200圖2-17（a）所示為電壓增益Av=20的功放電路，圖2-17（b）所示為電壓增益Av=200的功放電路。要根據(jù)實際測試情況選擇其中一個，作為功放電路。與方案一相比，方案二電路更加簡單，通頻帶大小、電壓增益和電路參數(shù)更加明確，容易調試。綜合上述分析采用方案二，直接用LM386設計功放電路。第3章軟件仿真和調試3.1基帶發(fā)送部分的仿真和調試基帶發(fā)送部分的仿真和調試包

42、括前置放大電路的仿真和調試、抗混疊濾波器的仿真和調試、A/D轉換電路的仿真和調試、基帶串行發(fā)送的仿真和調試四部分。3.1.1前置放大電路的仿真和調試（1） ISIS軟件仿真電路用NE5532作單級的語音前置放大器，其仿真電路如圖3-1所示。圖3-1 前置放大器的仿真電路（2） ISIS軟件仿真結果用NE5532作單級的語音前置放大器，其仿真結果如表3-1所示。表3-1前置放大器的仿真 Vin(mV-pp)f(Hz)Vo (V-pp)Avo=Vo/VinAv|dB=20*lg(Av/Avmax)20201.470-3200210002k2100010k1.470-3其大致的幅頻特性曲線如圖3-2

43、所示。圖3-2 前置放大器的仿真幅頻特性曲線3.1.2抗混疊濾波器的仿真和調試（1）ISIS軟件仿真電路用uA741作抗混疊濾波器，其仿真電路如圖3-3所示。圖3-3 抗混疊濾波器的仿真電路（2）ISIS軟件仿真結果用uA741作抗混疊濾波器，其仿真結果如圖3-3所示。表3-2前置放大器的仿真 Vin(mV-pp)f(Hz)Vo (mV-pp)Avo=Vo/VinAv|dB=20*lg(Av/Avmax)2000400201k400203.4k2701.35（接下頁）-3.410k400.2-13.9大致的幅頻特性曲線如圖3-4所示。圖3-4 抗混疊濾波器的仿真幅頻特性曲線（4）由于抗混疊濾波

44、器與平滑濾波器設計相同，其仿真結果也一樣。3.1.3 A/D轉換電路的仿真和調試（1）程序方案PIC16F8 77A單片機先AD轉換，后由SPI主模式傳輸8位AD轉換數(shù)據(jù)。在定時器0計數(shù)期間，A/D采樣開關閉合，當定時器0產(chǎn)生溢出中斷后，在中斷程序中先進行A/D轉換，得到10位數(shù)字量，按左對齊放于寄存器ADRESH和ADRESL的低2位，只取存放高8位AD結果的ADRESH中的采樣值存入SSPBUF，從而實現(xiàn)發(fā)送。其時序圖如圖3-5所示。圖3-5 A/D轉換電路和基帶串行發(fā)送的時序圖（2）程序代碼#include/采用PIC16F877A的SPI主模式傳輸8位的AD轉換數(shù)據(jù)/SPI主模式下只要

45、向SSPBUF存入數(shù)據(jù)，就可由SDO串行輸出/在中斷中進行A/D轉換并將結果放入SSPBUF，從而直接發(fā)送void interrupt usart_seve() T0IF=0; ADGO=1; /AD轉換開始wait:if(ADIF=0) goto wait;SSPBUF=ADRESH;/串行發(fā)送A/D數(shù)據(jù)ADIF=0;/A/D轉換結束，重新閉合采樣開關 TMR0=0xc8;/計時器重新計時main() TRISC3=0;/RC3為輸出作SCK TRISC5=0;/RC5為輸出作SDO TRISC4=1;/RC4為輸入作SDI SSPCON=0X31; SSPSTAT=0x40; INTCON

46、=0xe0; OPTION=0x00; ADCON0=0X41;/選擇通道AN0為模擬輸入,無外接基準電壓；AD轉換時鐘為8分頻;接通AD轉換的電源； ADCON1=0X0E;/選擇采樣數(shù)據(jù)左對齊,AN0為模擬輸入其他為I/O端口 TMR0=0;loop:goto loop;（3）仿真電路從RA0輸入4.5V直流電，在參考電壓5V情況下運行A/D轉換，而后由SPI模式下的SDO口輸出。圖3-6 A/D轉換電路和基帶串行發(fā)送的仿真電路圖（3） 仿真結果圖3-7 A/D轉換電路和基帶串行發(fā)送的仿真結果測得相鄰兩次串行發(fā)送AD數(shù)據(jù)時間間隔為150us，需優(yōu)化發(fā)送時序圖，縮短發(fā)送時延。3.1.4基帶串

47、行發(fā)送設計的仿真和調試（1）程序方案a 用8位TIMER0計數(shù)器定時，每125us產(chǎn)生中斷信號，在中斷程序中利用SPI模式讀取采樣值串行輸出。PIC的FOSC=4MHz，TIMER0的計數(shù)周期為FOSC/4=1MHz，取TIMER0的最小分頻比1：2，則TIMER0計數(shù)周期為1/（FOSC/4/2）=2us，計數(shù)初值TMR0計算公式如下：（256-TMR0）*2us125us，取TMR0=200=0XC8。b 開辟緩沖區(qū)用于存放A/D轉換的數(shù)據(jù)。c 初始化TIMER0和SPI，包括開TIMER0中斷，使能SPI的串口引腳SCK，SDO，SDI等。d 寫入TIMER0初值TMR0=0XC8，從而

48、啟動TIMER0，等待計數(shù)溢出中斷。e 在中斷程序中讀取緩沖區(qū)中的數(shù)據(jù)寫入SSPBUF中，即可直接將數(shù)據(jù)由SDO輸出。（2）程序流程圖圖3-8 基帶串行發(fā)送流程圖（3）程序代碼#includeint i=0;int t_temp8=0xff,0xff,0xff,0xff,0xff,0xff,0xff,0xff;/緩沖區(qū)放8個數(shù)據(jù)測試void interrupt usart_seve() T0IF=0;TMR0=0xc8;SSPBUF=t_tempi;/寫入存放在緩沖區(qū)的A/D采樣數(shù)據(jù)直接串行輸出 i+;main() TRISC3=0;/RC3為輸出作SCK TRISC5=0;/RC5為輸出作S

49、DO TRISC4=1;/RC4為輸入作SDI SSPCON=0X31; SSPSTAT=0x40;/使能SPI的各端口，設定串行速率為FOSC/4=1Mbps INTCON=0xe0;/使能TIMER0中斷T0IE及全局中斷GIE OPTION=0x00;/ 設定分頻比為1：2 TMR0=0;/寫入初值啟動TIMER0loop:if(i=8)i=0;goto loop;（4）仿真電路PIC的RC5即為SPI的串行輸出口SDO，可觀察串行輸出結果。圖3-9 基帶串行發(fā)送仿真電路（4）仿真結果圖3-10 基帶串行發(fā)送仿真結果觀察可知兩次串行輸出8個“1”的時間間隔約為125us，初步達到串行通信

50、要求。3.2基帶接收部分的仿真和調試基帶發(fā)送部分的仿真和調試包括基帶串行接收的仿真和調試、D/A轉換電路的仿真和調試、平滑濾波器的仿真和調試、功率放大器的仿真和調試。3.2.1基帶串行接收的仿真和調試（1）程序方案a U1作發(fā)送，U2作接收b 在SPI主模式下，U1將緩沖區(qū)數(shù)據(jù)由SDO口輸出，并由SCK口發(fā)送時鐘信號，U2的SCK口接收U1的時鐘信號，并按U1時鐘由SDI接收U1的SDO口輸出的數(shù)據(jù)，然后由RB7-RB0并行輸出。（2）仿真電路圖3-11 基帶串行接收仿真電路（3）仿真結果圖3-12 基帶串行接收仿真結果SDO發(fā)送數(shù)據(jù)為0XAA，高兩位分別為1、0，RB7、RB6經(jīng)過延時在t時

51、刻分別為1、0，實現(xiàn)了串行通信。（2）程序代碼U1代碼#include/程序目的：采用PIC16F877A的SPI主模式傳輸8位的AD轉換數(shù)據(jù)/SPI主模式下只要向SSPBUF緩沖器存入數(shù)據(jù)，就可自動進入移位寄存器SSPSR，/最后由SDO串行輸出/數(shù)據(jù)存入SSPBUF緩沖器后，補充RC4產(chǎn)生下跳變（可修改為上跳變），/通知NRF2401接收數(shù)據(jù)。/仿真顯示，bit7傳送的初始階段，RC4及時產(chǎn)生下跳變，達到了預期效果。/存在問題，數(shù)據(jù)放入SSPBUF以后，不能將SSPIF置位int i=0;int j=0;int t_temp8=0xaa,0xFF,0xaa,0xFF,0xaa,0xFF,0xaa,0xFF;/緩沖區(qū)放8個數(shù)據(jù)測試void interrupt usart_seve() T0IF=0;TMR0=0xc8;SSPBUF=t_tempi; RC4=0;/數(shù)據(jù)存入SSPBUF緩沖器后，補充RC4產(chǎn)生下跳