室內(nèi)無線傳播及覆蓋

1、第五章 室內(nèi)無線傳播及覆蓋5.1 室內(nèi)無線傳播概述5.1.1 室內(nèi)無線傳播的基本特點隨著移動通信業(yè)務(wù)的發(fā)展，人們在諸如商務(wù)樓、超市或會議廳等場所傳送大量的語音和數(shù)據(jù)，因此室內(nèi)通信質(zhì)量受到越來越大的關(guān)注。然而室內(nèi)無線信道的基本特征影響甚至決定著這些傳送的過程和結(jié)果。因此，對無線電波在室內(nèi)的傳播的研究具有重大的意義。在室內(nèi)無線環(huán)境中，用戶有如下的移動特點：地板之間沒有移動性；移動臺要么靜止，要么在辦公室和走廊之間以固定速率移動；如果移動臺在辦公室，那么它靜止的概率較高；如果移動臺在走廊，那么它靜止的概率較低。室內(nèi)無線環(huán)境的特點是傳輸功率較小，覆蓋距離更近，環(huán)境的變動更大。對于不同的建筑物而言，室內(nèi)

2、布置、材料結(jié)構(gòu)、建筑物尺度和應(yīng)用類型等因素的變化很大，這就使傳播環(huán)境產(chǎn)生了很大的差異。即使在同一個建筑物內(nèi)的不同位置，其傳播環(huán)境也不盡一樣，甚至差別很大。例如，信號電平很大程度上依賴于建筑物內(nèi)的門是開還是關(guān)。不同材料制成的墻體和障礙物對信號有不同的阻隔，因此路徑損耗衰落指數(shù)變化也比較大，甚至建筑物窗口的數(shù)量也會影響樓層間的損耗。根據(jù)墻壁、地板和金屬物造成的散射和衰落，路徑損耗衰落指數(shù)在2-5之間變化；墻壁和地板的穿入損耗，根據(jù)建筑材料的不同而變化，從輕質(zhì)編織物的3dB，到混凝土磚塊結(jié)構(gòu)的13dB-20dB。在建筑物內(nèi)，通常第一層內(nèi)的衰減比其他樓層衰減要大的多，在5、6層以上，只有非常小的衰減。

3、天線安裝位置和類型對無線傳播也有很強的影響。天線安裝于桌面高度與安裝在天花板的情況會有極為不同的接收信號。在覆蓋方面，由于建筑物自身的屏蔽和吸收作用，造成無線電波較大的傳輸損耗以及移動信號的弱場強區(qū)甚至盲區(qū)，而數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的應(yīng)用對接收信號又提出了更高的要求。在容量方面，在大型商場、會議中心，由于移動電話使用密度過大，局部網(wǎng)絡(luò)容量不能滿足用戶需求，無線信道容易發(fā)生擁塞。建筑物具有大量的分隔和阻擋體。家用房屋中使用木框與石灰板分隔構(gòu)成內(nèi)墻，樓層間為木質(zhì)或非強化的混凝土。另一方面，辦公室建筑通常用較大的面積，使用可移動的分隔，以使空間容易劃分，樓層間使用金屬加強混凝土。作為建筑物結(jié)構(gòu)一部分的分隔，稱為硬

4、分隔，可移動的并且未延展到天花板的分隔稱為軟分隔。分隔的物理特性和電特性變化范圍非常廣泛，在特定室內(nèi)情況中應(yīng)用通用模型是非常困難的。本章主要介紹了室內(nèi)無線信道和室內(nèi)無線傳播模型。其中第一節(jié)介紹了室內(nèi)無線傳播的基本特點和發(fā)展。第二節(jié)介紹了室內(nèi)無線信道的基本知識。室內(nèi)無線信道和室外傳播環(huán)境有較大的不同，如傳播距離比室外傳播的距離短得多，因而傳播時延和多徑時延差小得多。第三節(jié)介紹了室內(nèi)傳播模型，包括經(jīng)驗?zāi)Ｐ秃痛_定性模型；第四節(jié)則介紹了室內(nèi)覆蓋系統(tǒng)的組成、建設(shè)與評估等。 5.1.2 室內(nèi)無線傳播研究的概述建筑物的內(nèi)在結(jié)構(gòu)會引起無線電波的反射、繞射、折射和散射，這也就引起發(fā)射信號通過不止一條途徑到達接收

5、端，就是多徑現(xiàn)象。窄帶發(fā)射時，多徑引起接收信號包絡(luò)和相位的波動；寬帶脈沖發(fā)射時，結(jié)果是產(chǎn)生一系列的延遲和減弱的脈沖（回波）。多徑衰落大大降低了室內(nèi)通信系統(tǒng)的性能，然而多徑是無法控制的。如果清楚地認識到多徑媒質(zhì)的特征，發(fā)射機和接收機可以設(shè)計成與信道匹配來減少多徑的影響。因此研究無線傳播的特征是成功設(shè)計通信系統(tǒng)的關(guān)鍵所在。室內(nèi)無線傳播研究的方法直接依賴于通信系統(tǒng)的特性及內(nèi)在性質(zhì)。例如，一個系統(tǒng)的數(shù)據(jù)速率是決定接收信號統(tǒng)計特性的主要因素。信號統(tǒng)計特性對于窄帶和寬帶信號有所不同：窄帶關(guān)注包絡(luò)，寬帶注重散射。決定信號統(tǒng)計特性的決定性因素是系統(tǒng)所在的環(huán)境，另一個因素是系統(tǒng)規(guī)劃。系統(tǒng)規(guī)劃包括系統(tǒng)工作的范圍、

6、收發(fā)天線的相對位置、發(fā)射天線在室內(nèi)還是室外等的規(guī)劃。在進行室內(nèi)無線傳播的研究時，需要考慮以下因素的影響：1. 外部墻壁的種類（如鋼鐵結(jié)構(gòu)、玻璃、磚、混凝土）、有屏蔽作用的物體、房間的布局、擺設(shè)等；2. 由于環(huán)境密度的不同帶來的城市和郊區(qū)的建筑物的差別；3. 由于結(jié)構(gòu)和內(nèi)部家具的不同帶來的城市和郊區(qū)的建筑物的差別；4. 建筑物中人口密度對接收信號的統(tǒng)計特性也有重大影響；5. 傳送的傳導(dǎo)，例如發(fā)射機和接收機同時在室內(nèi)還是發(fā)射機在室外；6. 室內(nèi)和室外的發(fā)射機高度的差別。5.1.3 室內(nèi)電磁波的傳播清楚室內(nèi)電磁波的傳播原理是進行室內(nèi)各種研究的前提，室內(nèi)電磁波的傳播也是后面要介紹的確定性射線建模方法的

7、理論依據(jù)。由5.1.1節(jié)的介紹可知，室內(nèi)環(huán)境中電磁波的傳播受到很多因素的影響，比在室外環(huán)境中傳播更復(fù)雜。接收端的信號是由多個路徑的入射信號構(gòu)成。除了可能的直射信號外，這些入射信號經(jīng)歷了反射、透射、繞射和散射，在接收端具有不同的強度、相位和時延，疊加之后形成了衰減、相位不斷變化的信號波形。第三章中介紹了三種基本的傳播機制：反射、繞射和散射。當電磁波在傳播過程中遇到尺寸比電磁波波長大很多的障礙物時，發(fā)生反射。物體表面或者地板的反射產(chǎn)生反射波，反射波對接收機有很大干擾。當發(fā)射機和接收機之間的無線路徑被難以透射的物體阻礙時，發(fā)生繞射。根據(jù)惠更斯理論，雖然在障礙物后面不存在發(fā)射機和接收機之間的視距（LO

8、S，Line-of -sight），但是二次波仍然在障礙物后面構(gòu)成。當無線信道中存在尺寸和電磁波波長差不多或者比波長小的障礙物時，發(fā)生散射。散射和繞射遵從相同的物理理論，引起發(fā)射機發(fā)出的能量再次輻射到許多不同的方向。繞射是三種機制中最為復(fù)雜、最難預(yù)測的。視距傳播對信號做出主要的貢獻。若接收機在視距以外時，則發(fā)送機通過透射、反射和折射把信號能量發(fā)送到接收機。比如說，當無線電波照射到墻面，一部分會反射出去，形成反射線；另一部分會入射到墻內(nèi)，形成折射線，具體可以參見圖5-1-1。如果墻體均勻，則折射線再經(jīng)歷一次折射，從墻體中射出。這樣，兩次折射形成一次透射，這個透射會給入射線帶來一定的位移，但方向保

9、持不變。這個位移的大小可以表示為(5-1-1)式中，d表示墻體厚度，典型值為20到30厘米。表示入射角大小，表示折射角大小。當墻的厚度更大時，此時的折射線變得很弱以致在計算時可以不被考慮?，F(xiàn)代建筑物的內(nèi)墻，一般有兩層，用一層石膏板固定在內(nèi)墻壁上，這時的位移也很小。有時，墻內(nèi)會有多次反射，這些高階的反射線和第一次反射線之間的位移可以用處理折射線類似的方式處理。分層的有損耗材料的反射系數(shù)（R）和折射系數(shù)（T）由（5-1-2）式給出。這里假設(shè)墻壁由n 層無磁性的損耗均勻的材料組成，并且第一層和第n層是墻壁兩側(cè)的空氣層。（5-1-2）式中， 圖5-1-1 射線的透射（5-1-3）（5-1-4）是第層的

10、厚度（）；是介質(zhì)的波編號；是層的復(fù)介電常數(shù)；是導(dǎo)磁率；是入射角；是入射線的角頻率；上標和分別表示垂直極化和水平極化。表示垂直極化； 表示水平極化。當使用一個射線固定的坐標系統(tǒng)時，在圖5-1-1中位置R處的反射場強決定于位置R處的入射場強，它們的關(guān)系如式（5-1-5）式所示。類似地，可以得到在位置R處折射的場強。（5-1-5）的大小如圖5-1-2所示。圖中的墻體厚度；木門，；玻璃窗，。當入射角接近90o時，所有反射系數(shù)接近1。圖5-1-2 不同材料的垂直和平行極化波的反射系數(shù)一致幾何繞射理論（UTD，Uniform Theory of Diffraction）用于計算在室內(nèi)角落環(huán)境的繞射場。在圖

11、5-1-3中，一個角度為的楔子用來說明這種情況。電磁波以斜角入射到這個楔子表面。繞射系數(shù)由下式給出：（5-1-6）式中，是菲涅爾積分；是整數(shù)，盡可能滿足等式；是入射線和楔子邊緣的夾角；是入射平面和平面0的夾角；是繞射平面和平面0的夾角；是波號；是依賴于入射波形的距離參數(shù)，對一個入射球面波有。圖5-1-3 射線在角周圍的繞射圖中，和是從繞射點到源點和觀察點的距離；和分別是與入射角相關(guān)的平面0和與反射角形成的平面n的反射系數(shù)。當損耗是基于上述傳播機制的小尺度衰落和多徑傳播、大尺度傳播模型預(yù)測的最重要參數(shù)。5.1.4 室內(nèi)無線傳播的研究及發(fā)展1959年，LPRace 發(fā)表了“Radio Transm

12、ission into Buildings at 35 and 150 MC”, 成為第一個關(guān)于室內(nèi)傳播公開發(fā)表的著作。然而此后相當長的一段時間內(nèi)一直沒有再進行深入的研究。直到上個世紀80年代才開始進行室內(nèi)傳播的測試和建模。再次進行室內(nèi)傳播的研究的原因主要有兩點：第一是蜂窩移動無線系統(tǒng)在世界范圍內(nèi)取得了巨大成功，從而對蜂窩移動系統(tǒng)的需求呈指數(shù)增長；第二是微電子、微處理器技術(shù)和軟件工程的迅速發(fā)展，使得先進的輕型便攜無線系統(tǒng)的設(shè)計和應(yīng)用成為可能。Cox和Alexander分別在AT&T貝爾實驗室和英國電信對大量住宅和辦公室等建筑周圍及內(nèi)部路徑損耗進行了仔細的研究。此后，人們在各種不同的室內(nèi)

13、無線環(huán)境中做了大量的測試和建模。這些測試和建模用來描述從外面進入建筑物內(nèi)部時以及建筑物內(nèi)部的模擬和數(shù)字無線傳播環(huán)境的特征。1956年Turin提出了多徑衰減信道通用脈沖響應(yīng)模型，指出多徑可以用時空變化的脈沖響應(yīng)來充分的描述。這個模型隨后被研究者用于移動無線信道的測試、建模和仿真當中。在80年代中后期，隨著對室內(nèi)無線傳播的研究，Turin的脈沖響應(yīng)模型被直接或間接地用于室內(nèi)無線傳播的建模。人們通過使用數(shù)學公式（脈沖響應(yīng)）來描述信道特性，并對諸如信道時變、大尺度路徑損耗、平均附加時延和rms時延擴展、統(tǒng)計的頻率依賴性等方面進行了進一步的分析。90年代以來，隨著計算機運算能力和可視化能力的迅速提高，

14、人們開始采用射線跟蹤法(ray-tracing method)/射線發(fā)射法（ray-launching method）來為室內(nèi)傳播建模。從理論上講，多徑傳播最終的細節(jié)，可以通過給定邊界條件（表示散射無線電波的墻和其它構(gòu)造體的物理屬性），解Maxwell方程。但這種解決方法過于復(fù)雜，計算量太大。另外一方面，預(yù)測的方法代價相當高昂。而射線跟蹤法通過簡單的反射和折射來近似電磁波的傳播，它所需的計算量遠小于基于Maxwell方程的方法。并且比起一般的統(tǒng)計方法，例如描述接收功率在收發(fā)間隔上空間平均依賴性的傳播指數(shù)法則，能提供更多的細節(jié)信息。射線跟蹤法的精確性依賴于波長和散射體尺寸的比率以及室內(nèi)無線建模重

15、要性的大小。5.2 室內(nèi)無線信道5.2.1 室內(nèi)信道和傳統(tǒng)移動信道的比較和傳統(tǒng)的移動信道（室外信道）一樣，室內(nèi)信道中發(fā)送的無線電波經(jīng)歷著大量反射和散射造成的多徑色散。它們又都可以用相同的數(shù)學模型來描述（將在5.3.1.1節(jié)介紹）。但是，傳統(tǒng)的移動信道（高基站天線，低移動天線）又和室內(nèi)信道存在著差別，這些差別可以從以下幾方面理解：1. 傳統(tǒng)的移動信道是時間靜止、空間變化的，而室內(nèi)信道則為時空皆不靜止。在傳統(tǒng)的移動信道中，信號色散的主要原因是固定物體（建筑物），相比較而言，人和車輛的移動可以忽略，因此可視為時間靜止。室內(nèi)信道的統(tǒng)計時變，是人和其它物體在低高度便攜設(shè)備天線周圍的移動造成的。2. 室內(nèi)

16、信道路徑損耗更高，在平均信號水平上變化更尖利。而且，按距離的負指數(shù)變化的路徑損耗模型更適合于移動信道，對室內(nèi)信道并不總成立。3. 傳統(tǒng)的移動信道存在多普勒頻移，而在室內(nèi)環(huán)境不存在快速移動和高速度的手機用戶（在室內(nèi)，移動臺的速率范圍從靜止到5km/h），因此室內(nèi)的多普勒頻移可忽略。4. 傳統(tǒng)的移動信道受氣候、環(huán)境、距離等各種因素的影響，接收到的信號幅度和相位是隨機變化的，必須考慮各種快衰落、深度平坦衰落、長擴展時延等因素。通信速率高（占用帶寬大）時還要考慮頻率選擇性衰落等各種不確定因素。另外其接收靈敏度必須保障在信號衰減上百dB情況下的信號拾取。室內(nèi)信道由于受建筑物結(jié)構(gòu)、樓層和建筑材料的影響而具

17、有更為復(fù)雜的多徑結(jié)構(gòu)。室內(nèi)信道的時間衰落特征是慢衰落的，同時時延擴展因數(shù)很小，因而較為簡單地達到通信速率兆數(shù)量級以上。5. 通常情況下，室內(nèi)傳播距離比移動信道的要短得多，因而傳播時延和多徑時延差小得多。對移動信道而言，如果只考慮本地環(huán)境，最大附加時延的典型值為幾個微秒，如果考慮遠處物體，例如丘陵、山脈、高大建筑物等，則最大附加時延多于100微秒。如果不考慮遠處物體的反射，rms時延擴展約為幾個微秒。而對于室內(nèi)信道，附加時延小于1微秒，rms時延擴展在幾十到幾百個納秒之間（通常低于100ns）。那么，對同樣程度的符號間干擾，室內(nèi)環(huán)境下的發(fā)送速率要高得多。5.2.2 室內(nèi)無線信道的主要參數(shù)及信道模

18、型一般來說，室內(nèi)信道分為視線（LOS, Line-of -sight）和障礙（OBS, Obstruction）兩種，并隨著環(huán)境雜亂程度而變化。深入理解無線信道的特性和傳播現(xiàn)象是發(fā)展高效的無線傳輸系統(tǒng)的先決條件。過去進行了很多關(guān)于室內(nèi)或室外無線傳播的研究來估計信道。信道的重要參數(shù)（如時延擴展和鏈路預(yù)算）就要用在系統(tǒng)的設(shè)計和相應(yīng)的參數(shù)設(shè)置中。鏈路預(yù)算由接收功率和決定，接收功率決定著發(fā)射功率、覆蓋面積和電池壽命等因素，可以從距離發(fā)射機的指定距離或者地點估計出來。時延的引起主要是由于多徑傳播，信道的時延擴展性質(zhì)決定發(fā)射的最大數(shù)據(jù)速率。5.2.2.1 時延擴展和路徑損耗在典型的室內(nèi)無線系統(tǒng)中，固定的基

19、站天線安裝在比較高的位置和建筑物內(nèi)許多移動臺或固定終端通信。Saleh和Valenzuela在一棟兩層建筑物里，對1.5GHz頻段進行的測量中發(fā)現(xiàn)rms時延擴展值擴展到50ns。Devasirvatham在一座大樓里850MHz測量中得到rms時延擴展值的中值是125ns。Rappaport報告了他在五處工廠建筑1300MHz的測量結(jié)果：多徑擴展從40到80ns波動，平均附加時延和rms時延擴展從30到300ns變化?？梢姡煌慕ㄖ锏玫降臏y量結(jié)果是不同的，工廠庫存、建筑結(jié)構(gòu)、建筑材料、建筑年代、墻的位置、屋頂高度等都會影響時延擴展。建筑物中金屬材料越多，時延擴展越大。鏈路預(yù)算的計算需要估計

20、功率電平，這樣可以計算信噪比（SNR，signal-to-noise ratio）或者是載干比（C/I，carrier-to-interference ratio）。由于移動無線系統(tǒng)往往是干擾受限（因為多用戶共用信道）而不是噪聲受限，熱噪聲和人為噪聲的作用往往沒有其他共用信道用戶的影響明顯。在室內(nèi)，路徑損耗是測量平均RF衰減。這里，我們使用路徑損耗來表示本地平均接收信號功率相對于發(fā)射功率的衰減。因為接收功率通常計算的是本地空間的平均值而不是瞬時值，所以這是一個很有用的量。5.2.2.2 到達時間序列的分布在用脈沖響應(yīng)方法分析室內(nèi)無線傳播信道特征時，到達時間序列是一個需考慮的指標。到達時間序列在

21、正時間軸上形成點過程。嚴格的講，視距路徑（如果存在）應(yīng)該排除在序列之外，因為它的延時并不是隨機的。所以需要認真考慮序列的分布。下面介紹幾種常用的到達時間序列的點過程模型，每個模型都有各自的適用條件。1. 標準的泊松模型泊松模型的基本概念可以參見節(jié)2.2.4.3，這里不再贅述。通過分析幾個室內(nèi)環(huán)境下采集的測量數(shù)據(jù)發(fā)現(xiàn)，用泊松假設(shè)描述到達時間并不十分準確。從測量數(shù)據(jù)可以看出，當接收機的靈敏度較低（即接收門限高）時，泊松分布和數(shù)據(jù)符合得相對要好一些。但是，當門限降低時，多徑中的比較弱的徑也被包括進來，可以看出實測數(shù)據(jù)偏離了泊松分布。泊松分布的不充分性可能是因為導(dǎo)致多徑傳播的室內(nèi)散射體的分布并不完全隨

22、機。這些散射體的位置類型導(dǎo)致了實測數(shù)據(jù)與標準泊松模型的偏離，而標準泊松模型是基于純粹的隨機到達時間。2. 修正的泊松分布-模型這個模型首先由Turin提出并用以描述移動信道的到達時間，后來由Suzuki充分地發(fā)展。此模型考慮了由散射體的組屬性而引起的路徑的簇屬性（移動信道中的建筑物）。圖5-2-1 連續(xù)時間修正的泊松過程（-K 模型）圖5-2-1為連續(xù)時間修正的泊松過程，圖中有兩個狀態(tài)：S-1和S-2，前者的路徑平均到達速率為，后者的路徑平均到達速率為。過程從S-1開始。如果一條路徑在時間t到達，在時間段上，狀態(tài)轉(zhuǎn)移到S-2；如果在這個時間段內(nèi)沒有進一步的路徑到達，那在時間段結(jié)束時狀態(tài)轉(zhuǎn)移返回

23、到S-1。因此這個模型就可解釋為在兩個狀態(tài)間的一系列轉(zhuǎn)移。和是這個模型的常數(shù)，可用適當?shù)淖顑?yōu)化方法來估計。當或時，這個過程就變成標準的泊松過程。當時，一條在時間t入射的路徑增加了在時間段接收另一條路徑的概率，即過程表現(xiàn)出一種簇屬性。當時，一條路徑的入射減小了另一條路徑接收的概率，即路徑更加趨向于空間均勻而不是服從標準泊松分布。離散的模型已被成功地應(yīng)用于描述和仿真移動信道的路徑到達時間，而且，這個模型還被應(yīng)用到在幾個建筑物中所做的有限的室內(nèi)傳播數(shù)據(jù)測量，以及應(yīng)用到由在兩個不相似的建筑物中得到的包含12000個脈沖響應(yīng)分布的大型數(shù)據(jù)庫中。應(yīng)用這種模型測量結(jié)果與模型符合得非常好。但是，絕大多數(shù)可選的

24、K值要小于1，這表明在這種環(huán)境下路徑表現(xiàn)為更加平坦的分布。而把這個模型應(yīng)用到從幾個工廠環(huán)境下得到的脈沖響應(yīng)數(shù)據(jù)則不成功。上述的模型與經(jīng)驗數(shù)據(jù)相符合的優(yōu)點是因為下面一個或兩個事實：1） 前面給出的是從表面現(xiàn)象來解釋的，也就是說本地的建筑物結(jié)構(gòu)具有非隨機性；2）比起標準的泊松模型，這個模型使用了數(shù)據(jù)中的更多信息。應(yīng)注意到模型使用了與個別的小時間間隔長度相關(guān)的經(jīng)驗概率，然而標準的泊松分布使用了與一個比較大的時間間隔T（一般的，）相對應(yīng)的全局概率。3. 修正的泊松分布-非指數(shù)到達間隔獨立同分布指數(shù)到達時間間隔形成標準泊松模型。應(yīng)用其它分布可得到修正的泊松過程。應(yīng)用在幾個工廠環(huán)境下采集到的大量的測量數(shù)據(jù)

25、，可以分析構(gòu)建一個脈沖響應(yīng)的統(tǒng)計模型。與其它幾種分布相比較，Weibull到達間隔分布與數(shù)據(jù)符合得最好。這種比較好的Weibull符合多半是因為這種分布使用了三個參數(shù)，因而增加了匹配實測數(shù)據(jù)的靈活性。當這些參數(shù)取某種具體值時，Weibull分布變?yōu)橹笖?shù)分布，這個模型變?yōu)闃藴什此赡Ｐ汀?. Neyman-Scott簇模型：這個模型的二維形式在宇宙學中用于研究銀河系。這種過程具有服從泊松分布的簇中心，每個簇中的元素也服從泊松規(guī)律。從一個辦公建筑物采集的實測數(shù)據(jù)與這個雙泊松模型符合的很好。路徑簇是由建筑物的主要結(jié)構(gòu)（例如大鐵墻，門等）造成，并且每個簇內(nèi)的多徑中的徑與手提設(shè)備附近的環(huán)境的多個反射相關(guān)。

26、這個模型與圖5-2-2所示的模型比較吻合。但上述的驗證僅僅基于有限的數(shù)據(jù)。它還不能應(yīng)用到工廠環(huán)境的實測數(shù)據(jù)中。圖5-2-2 室內(nèi)環(huán)境下無線傳播的一個模型5. 其它模型其他的室內(nèi)無線傳播模型還包括Gilbert突發(fā)噪聲模型和偽馬爾可夫模型等。5.2.2.3 路徑幅度的分布多徑環(huán)境中的幅度衰落可以服從不同的分布，這依賴于測量時覆蓋的面積、起主導(dǎo)作用的強信號的存在與否以及其它條件。常用的主要分布如下：1瑞利分布對實測數(shù)據(jù)進行分析處理可以觀察到室內(nèi)傳播服從瑞利分布。在五個工廠環(huán)境下的大量的連續(xù)波（CW，Continuous Wave）測試表明小尺度衰落主要是瑞利衰減，盡管也有一些視距路徑下的萊斯衰落。

27、但是，當僅考慮低于電平中值的信號時，分布呈現(xiàn)對數(shù)正態(tài)分布。在同一個工廠環(huán)境中采集的寬帶數(shù)據(jù)的分析表明在很混亂的情況下，多徑分量的幅度服從瑞利分布。在一個辦公建筑物的寬帶傳播的數(shù)據(jù)顯示瑞利分布比對數(shù)正態(tài)能更好的與數(shù)據(jù)相吻合。但是，由于數(shù)據(jù)有限，只有在考慮一些更弱徑的信號時，才更比較好的服從瑞利分布。寬帶和窄帶CW測量，當收發(fā)的雙方一方在室內(nèi)，一方在室外時，信號更服從瑞利分布。CW測量，兩個天線都在室內(nèi)時，顯示出瑞利分布的特征，是萊斯或瑞利分布則取決于是否存在一條視距線路徑。一個研究者在一個辦公建筑物內(nèi)在900Mhz頻段、另一個研究者在一個大學校園的建筑物內(nèi)在21.6GHz和35.2GHz，所做的

28、CW測試表明快衰分離符合瑞利分布。在1.75GHz的CW測試顯示當傳送路徑被人的身體阻擋時，衰落統(tǒng)計符合瑞利分布，而在LOS的情況下為萊斯分布。最后，900MHz，1800MHz，和2.3GHz的CW測試顯示小尺度變化為瑞利分布。2. 萊斯分布在幾個工廠環(huán)境下的本地寬帶數(shù)據(jù)顯示，在確定信號幅度范圍內(nèi)，萊斯分布和信號幅度的分布吻合的比較好。一個研究者采集到的大量的時變衰落數(shù)據(jù)（即兩個天線靜止）表明，即使沒有LOS路徑，萊斯分布比瑞利分布與實測數(shù)據(jù)吻合的更好。另一個研究者在幾個工廠環(huán)境下的CW時域衰落測量得到了相似的結(jié)果。在使用泄漏饋線和偶極天線的幾個建筑物中的CW數(shù)據(jù)顯示了弱萊斯的信號包絡(luò)。同樣

29、，在一個大學建筑物內(nèi)和一個辦公室環(huán)境下的CW測試，指出當LOS路徑存在時，包絡(luò)數(shù)據(jù)服從萊斯分布。最后，在21.6GHz和35.2GHz時用方向天線所作的CW測試表明幅度衰落近似于萊斯分布。3. Nakagami分布該分布也稱為m-分布，包含作為特例的許多其它分布，但是其它分布通常已經(jīng)被忽略。其詳細描述請參見節(jié)2.2.4.8。該分布一般不用于室內(nèi)無限性傳播模型的研究。一位研究者把它應(yīng)用到全局（大區(qū)域）數(shù)據(jù)分析，結(jié)論是它比Suzuki和對數(shù)正態(tài)等其它分布與實測數(shù)據(jù)吻合的更好。射線跟蹤技術(shù)對CW包絡(luò)衰落的仿真（即沒有測量）顯示快衰部分服從Nakagami分布。4. Weibull分布：該衰減分布的概

30、率密度函數(shù)為：（5-2-1）式中，是形狀參數(shù)，是的rms值，并且是一個歸一化因子。該類型的分布沒有理論解釋。然而，它包含瑞利分布作為一個特例（當）。當時變?yōu)橹笖?shù)分布。Weibull分布對移動信道衰落數(shù)據(jù)吻合的較好。在幾個實驗室測試中，當兩個天線靜止時，910MHz的窄帶測量顯示W(wǎng)eibull分布精確的描述了移動過程中的衰落，不過沒有其它的實測數(shù)據(jù)可證實這個分布能應(yīng)用到室內(nèi)環(huán)境。5. 對數(shù)正態(tài)分布：對數(shù)正態(tài)分布經(jīng)常被用來解釋多徑衰落環(huán)境下信號幅度的大尺度變化。其概率密度函數(shù)參見節(jié)2.2.4.10。當多徑信道中各路徑長度差不多，傳輸衰減大致相當，合成信號包絡(luò)服從瑞利分布，并且在有一條穩(wěn)定較大成分時

31、，服從萊斯分布。通常發(fā)現(xiàn)一些信道短期內(nèi)服從上述分布，而在場強觀測中，就不符合了，其原因是物理傳輸媒介質(zhì)如電離層、對流層的緩慢變化使信道情況發(fā)生變化，使瑞利衰落觀察成為不平穩(wěn)。從長期統(tǒng)計中可以看出多徑信道收到信號的場強的對數(shù)服從正態(tài)分布，也可以說場強服從對數(shù)正態(tài)分布。具體推導(dǎo)如下：假設(shè)第個障礙物的厚度為，且形成的固定衰減系數(shù)為。如果把記為電磁波通過此障礙物之前的信號幅度，記為電磁波通過了障礙物之后的信號幅度，則 因此，通過了第個障礙物之后的信號可以表示為 (5-2-2)如果假設(shè)系數(shù)和對于不同的障礙物，是相互獨立的隨機變量，則當障礙物的數(shù)目非常多，即時，使用中心極限定理，可以將近似為高斯變量。因此

32、，服從均值為、方差為的高斯分布，即 (5-2-3)對于典型市區(qū)環(huán)境，信號傳播環(huán)境中的障礙物較少，根據(jù)情況的不同，方差在4dB到12dB之間。因此對數(shù)正態(tài)分布描述了在傳播路徑上，具有相同T-R距離時，不同的隨機陰影效應(yīng)，即對數(shù)正態(tài)陰影。綜上所述，在相對短的時間內(nèi)，接收的隨機信號看成短期內(nèi)穩(wěn)定不變,服從萊斯分布或瑞利分布，反映的是小尺度衰落模型；但考慮一段較長的時間范圍，接收信號的均值是變動的，服從對數(shù)正態(tài)分布，即服從正態(tài)分布，反映的是大尺度模型。實測數(shù)據(jù)證實在城鎮(zhèn)和電離層的傳播中服從對數(shù)正態(tài)分布。這種分布的理論解釋如下：由于在多徑環(huán)境下的多次反射，衰落現(xiàn)象可描述為乘性過程。信號幅度的乘法導(dǎo)致對數(shù)

33、正態(tài)分布。同樣，加性過程導(dǎo)致正態(tài)分布（中心極限理論）。對瑞利和萊斯分布的理論解釋的一個關(guān)鍵的假設(shè)是，對信道的統(tǒng)計在所考慮的小區(qū)域內(nèi)不改變。這意味著信道必須有空間均勻性以應(yīng)用瑞利和萊斯分布。然而，在大區(qū)域的測量遇到了另一個隨機效應(yīng)：分布參數(shù)的改變。信道的空間不均勻性看上去與本地區(qū)域的瑞利分布向全局區(qū)域的對數(shù)正態(tài)分布的轉(zhuǎn)變直接相關(guān)。本地數(shù)據(jù)的均值服從對數(shù)正態(tài)分布，（在幾個工廠環(huán)境下采集到的脈沖響應(yīng)數(shù)據(jù)，在幾個建筑物中，其中發(fā)送器放在建筑物外，記錄的CW數(shù)據(jù)）。良好的對數(shù)正態(tài)分布的吻合已經(jīng)在一些本地數(shù)據(jù)中觀察到（幾個工廠環(huán)境下的每個位置上的小數(shù)量的分布，有障礙物的工廠路徑CW衰減數(shù)據(jù)，幾個大學建筑物

34、中有限的寬帶數(shù)據(jù)）。在一個CW測試中，測量到了信號的本地短時間的波動（測量中收發(fā)器靜止）。結(jié)果顯示對數(shù)正態(tài)比瑞利分布更適合本地時域衰落數(shù)據(jù)。在一個現(xiàn)代辦公建筑物900MHz的CW測量顯示與房間相關(guān)的慢衰是對數(shù)正態(tài)分布。在900MHz，1800MHz，和2.3GHz時從傳送到和位于室內(nèi)采集到的數(shù)據(jù)進行分析可見大尺度變化服從對數(shù)正態(tài)分布。對室內(nèi)數(shù)據(jù)的對數(shù)正態(tài)分布應(yīng)用最強的經(jīng)驗證實已經(jīng)有匯報。這些測量的數(shù)據(jù)庫，包括兩個辦公建筑物中每個有6000個脈沖響應(yīng)分布。對收發(fā)天線間隔為5，10，20和30m時，每個天線間隔有20個位置被訪問。每個位置有75個分布值，抽樣距離2cm。大量數(shù)據(jù)的分析指出本地和全局

35、數(shù)據(jù)的多徑中各徑幅度的分布都是對數(shù)正態(tài)分布。本地數(shù)據(jù)包括在一個位置上記錄的所有分布，即75個分布值；全局數(shù)據(jù)包括每個天線間隔下的所有分布，即1500個分布值。6. Suzuki分布Suzuki分布從現(xiàn)象學上解釋了從本地瑞利分布到全局對數(shù)分布的轉(zhuǎn)變。這和圖5-2-2所描述的模型一致。然而，由于它的概率密度函數(shù)以積分方式出現(xiàn)，對數(shù)據(jù)簡化變得復(fù)雜。室內(nèi)分布論文的研究指出這個公式基本上被忽略了（也許因為這個公式的復(fù)雜性）。唯一報道的應(yīng)用是對一個建筑物，發(fā)在室外，收在室內(nèi)不同層的CW采集數(shù)據(jù)。把瑞利、Weibull、Nakagami、對數(shù)正態(tài)和Suzuki分布應(yīng)用到大區(qū)域的數(shù)據(jù)顯示Suzuki和對數(shù)正態(tài)

36、更加適合。對一個數(shù)據(jù)集，最適宜的和分別為6.7dB和1.4dB。 路徑相位的分布多徑環(huán)境下的數(shù)字室內(nèi)通信系統(tǒng)性能對接收信號相位序列的統(tǒng)計特性十分敏感。雖然這個問題的重要性已經(jīng)被絕大多數(shù)研究者所認同，但目前還沒有相位序列的經(jīng)驗驅(qū)動模型出現(xiàn)，這可能是因為測量多徑中單獨一徑的相位比較困難（記錄信號相位與一些測量技術(shù)不匹配）。信號相位與路徑長度精密相關(guān)，并且按一個波長（1GHz時為30cm），隨路徑長度而按照周期變化。按照路徑的幾何特性，移動終端位置的適當變化導(dǎo)致相位的巨大變化。因此，當考慮點的全體時，期望得到一個上的均勻分布是合理的。即在全局基礎(chǔ)上，有一個均勻分布。這個現(xiàn)象學上的合理解釋可視為一個事

37、實，而不需經(jīng)驗上的驗證。然而，對小的抽樣距離，從均勻分布的大偏移可能發(fā)生。而且，如果信道響應(yīng)是按符號速率抽樣，每秒幾十到幾百、幾千比特，則相位值是強烈相關(guān)的。因此，指定地點具有固定延時的相位值是相關(guān)的。另外，同一個分布中相鄰的可檢測到的多徑中的各徑具有獨立的相位，因為即使是在很高的分辨率（幾個納秒）測量下，多徑的附加范圍（附加延時乘以光速）要大于一個波長?？紤]上述因素，空間中固定點上，多徑中的一徑的絕對相位值并不重要，建模的重點應(yīng)放在移動終端在信道中移動時的相位改變。令表示在一個固定延時，多徑中分布號為的那一徑的相位，m=1,2,3,是指定地點上的空間相鄰點的編號。對一個序列（m=1）的第一個

38、分布值，假定有分布。后來的相位值按如下關(guān)系：，m=2,3,（5-2-4）式中，是第-1個分布值和第個分布值的空間分隔，是波長，是相位增量。在一個空間分隔分布的序列上，當一個附加延時或指定的時間段上的路徑不存在時，上式定義的值鏈就被打斷了。如果有同樣的附加延時的一條路徑在后面的分布中出現(xiàn)，則一個新的值鏈開始，這條徑就成為均勻分布的第一條徑。從（5-2-4）式可以看出，適當?shù)倪x擇將在相位值上施加必然的空間相關(guān)性。使用這個方法，相位增量有兩個模型可以用在室內(nèi)環(huán)境中，兩個模型可以產(chǎn)生多徑中一徑的相位：確定相位增量模型和隨機相位增量模型。確定相位增量模型中，多徑中一徑的相位是通過利用幾個確定的獨立隨機參

39、數(shù)來更新。隨機相位增量模型中，多徑中一徑的相位是通過改變隨距離變化標準差的隨機獨立高斯增量來更新。1. 確定相位增量模型在這個模型中，當便攜機（移動終端）在空間移動時，有固定延時的多徑中的一徑的相位值的增量不是隨機的；即已知和，（m=2,3,）可以被確定計算出來。使用上面的模型，可以用一些簡化的假設(shè)來減少信道的隨機程度。假設(shè)在一米的空間距離上，多徑中的所有各徑因為有同一個固定但位置隨機的散射體而有同樣的延時。在這樣一個仿真中，初始相位按分布生成。其它空間分隔的相位（有相同延時）可通過前一個相位增加得到。這個相位增量通過使用單一的散射體和本地幾何學特征來計算。這是一個單跳模型排除多次反射。一個仿

40、真包就用此確定相位增量模型來預(yù)測開放的工廠環(huán)境下的脈沖響應(yīng)模型。因為多徑中單獨的一徑的相位沒有在最初的實驗中測量，上述方法的證實需要通過在寬帶信道模型中生成窄帶CW衰減數(shù)據(jù)，并把結(jié)果和測量數(shù)據(jù)相比較。在其它的兩個仿真應(yīng)用中，確定相位增量模型已用于室內(nèi)信道和移動信道。在這兩個應(yīng)用中，假定第k條路徑的到達角度在小空間間隔保持不變。因此，（5-2-5）對移動信道，（k=1,2,3）按均勻分布生成。比起用隨機相位增量模型得到的功率譜，用寬帶信道仿真器，生成的CW數(shù)據(jù)的功率譜顯示了與理論更好的一致性。對室內(nèi)信道，（k=1,2,3）基于測量報告和通過傅立葉變換方法估計有5度的分辨率。在確定相位增量模型以前

41、的應(yīng)用中9，都是假設(shè)多徑中的一徑是由單一發(fā)射物反射引起的，這未免把信道過度簡化了。對于多徑中的一徑來說，收發(fā)端之間可能有很多間接路徑，結(jié)果產(chǎn)生的“子徑”和附加延時相同的徑矢量相加，就形成可以分解的多徑中的一徑。參考文獻14介紹的確定相位增量模型是一個多反射模型，多徑中一徑的相位值是各個“子徑”相位復(fù)矢量的和，接收天線移動時，相位值確定地變化。2. 隨機相位增量模型在隨機相位增量模型中，相位增量是隨機變量。也就是說，從一個的初始相位開始，每個隨后的序列值通過前一個相位值增加一個隨機相位增量得到。假設(shè)和分別為在第n個附加延時第m個分布值（profile）的相位和相位增量，在第（m+1）個分布值第n

42、個延時可以寫成（5-2-6）通常來說，這個增量的概率分布的參數(shù)是的函數(shù)。例如，假設(shè)是均值為0，標準差為的高斯隨機變量，通過使為的一個增量函數(shù)，或使或固定，可以控制和之間的相關(guān)程度。對于，（假定一個時變）。和間的相關(guān)性隨著的增加而減小，直到它們變得不相關(guān)。假設(shè)是高斯分布隨機變量，均值為0，方差為。（5-2-7）和b是控制參數(shù)，其值決定空間臨近相位的相關(guān)程度。隨機相位增量模型和高斯分布的相位增量已經(jīng)在寬帶移動信道模型的相位成分的仿真中應(yīng)用過。實際上，這個函數(shù)形式（或概率密度函數(shù)）未知。使用大的相位數(shù)據(jù)庫，有可能判定這個未知值。一個可能的方法是使用各種方法仿真上述模型來得到的概率密度函數(shù)和它的瞬間函

43、數(shù)形式，直到重現(xiàn)經(jīng)驗數(shù)據(jù)的大尺度和小尺度統(tǒng)計值。重要的是，需注意到任何上兩個模型都不能從經(jīng)驗數(shù)據(jù)導(dǎo)出。因此，兩者的證實都是間接的提供。在隨機相位增量模型中，選擇高斯相位增量沒有理論基礎(chǔ)。由單個散射體造成的多徑中的每徑的單跳反射的假設(shè)（隨著變攜機的移動保持不變），對復(fù)雜的室內(nèi)信道過于簡單，并違背了實際的多徑色散模型（圖5-2-2）。因此，需要從實測數(shù)據(jù)中導(dǎo)出的相位模型。3. 兩種相位模型的比較很多研究者通過計算機大量的仿真評估了這些模型的性能。參考文獻13中基于信道的12000個沖激響應(yīng)的經(jīng)驗數(shù)據(jù)庫，建立了室內(nèi)無線傳播信道的沖激響應(yīng)模型。利用每一個相位模型得到的窄帶CW衰落信號的統(tǒng)計特性和120

44、00個沖激響應(yīng)估計的經(jīng)驗寬帶數(shù)據(jù)庫比較，得出的結(jié)論是：確定相位增量模型（多徑中的一徑有5個散射體）和隨機相位增量模型（恰當選擇相位增量）與測量中得到的結(jié)果是一致的。參考文獻15得出的結(jié)論是：確定相位增量模型的相位增量是非零均值的正態(tài)分布；確定相位模型的相位增量均值隨著附加延時的增加而減小，隨著天線距離的增加而增大，隨著散射體和障礙物數(shù)目的增加而輕微增大；確定相位增量模型的相位增量的標準差隨著移動終端位置的變化而改變，隨著散射體數(shù)目的增加而輕微增大。參考文獻14通過大量的仿真，得到以下結(jié)論：確定相位增量模型設(shè)定有5個散射體時，得出的相位增量的正態(tài)分布和標準差都與隨機相位增量模型吻合。隨機相位增量

45、模型比確定相位模型效率高，確定相位模型的計算時間是隨機相位模型的1.7倍。散射體數(shù)量的增加可以使確定相位模型更加精確，可是卻犧牲了效率，增加了計算復(fù)雜度。因此，在有很多障礙物的時候，室內(nèi)無線傳播模型最好選用隨機相位模型來仿真信道相位。5.2.3 常用的計算和測量參數(shù)本節(jié)給出計算和測量室內(nèi)分布時常用的各種參數(shù)的表格，以便讀者查看。表5-2-1 對通用建筑中的無線路徑不同研究者提供的平均信號損耗材 料 類 型損 耗（dB）頻 率所有金屬26815MHz鋁框815MHz絕緣體箔815MHz混凝土墻131300MHz一層的損耗20301300MHz一層樓層和一層墻的損耗40501300MHz走廊的拐角

46、損耗10151300MHz輕質(zhì)織物351300MHz20英尺高的圍墻5121300MHz金屬墊12平方英尺471300MHz金屬箱10平方英尺361300MHz小金屬柱直徑31300MHz皮帶系統(tǒng)4平方英尺61300MHz輕質(zhì)機械<10平方英尺141300MHz普通機械1020平方英尺5101300MHz重型機械>20平方英尺10121300MHz金屬樓梯51300MHz輕形織物351300MHz重型織物8111300MHz金屬檢驗車間3121300MHz金屬庫存471300MHz大梁16208101300MHz金屬庫存架8平方英尺491300MHz空紙板盒361300MHz混凝土

47、箱式墻13201300MHz天花板管道181300MHz461300MHz4m金屬箱10121300MHz紙產(chǎn)品的5m存儲架（松散包裝）241300MHz紙產(chǎn)品的5m存儲架（緊包裝）61300MHz大金屬零件的5m存儲架（緊包裝）201300MHz典型N/C機械8101300MHz半自動組裝線571300MHz12141300MHz不銹鋼管151300MHz混凝土墻8151300MHz混凝土地板101300MHz商用減震器38商用減震器51商用減震器59巖石片（3/8in）2片2巖石片（3/8in）2片2巖石片（3/8in）2片5干三合板（3/4in）1層1干三合板（3/4in）1層4干三合板

48、（3/4in）1層8干三合板（3/4in）2層4干三合板（3/4in）2層6干三合板（3/4in）2層14濕三合板（3/4in）1層19濕三合板（3/4in）1層32濕三合板（3/4in）1層59濕三合板（3/4in）2層39濕三合板（3/4in）2層46濕三合板（3/4in）2層57鋁板（1/8in）1層47鋁板（1/8in）1層46鋁板（1/8in）1層53表5-2-2 三層建筑的總樓層衰減因子和標準偏差（每一點表示大于20（尺度上）的平均路徑損耗）建筑物915MHzFAF(dB)(dB)位置數(shù)目1900MHzFAF(dB)(dB)位置數(shù)目Walnut Creek25110一層39二層16

49、21SF PaceBell一層1621二層1021三層1020四層1020五層1017San Ramon一層9374二層8141三層7027表5-2-3 兩座具有一、二、三、四樓的平均樓層衰減因子建筑物FAF(dB)(dB)位置數(shù)目辦公樓1穿過一層52穿過二層9穿過三層9穿過四層9辦公樓2穿過一層21穿過二層21穿過三層21表5-2-4 不同建筑物的路徑損耗和標準偏差建筑物頻率（MHz）s（dB）零售商店914蔬菜店914辦公室，硬分隔1500辦公室，軟分隔900辦公室，軟分隔1900工廠LOS紡織物/化學品1300紡織物/化學品4000紙張/谷物1300金屬1300郊區(qū)房屋室內(nèi)走廊900工廠

50、OBS紡織物/化學品4000金屬1300表5-2-5 不同類型建筑物的路損指數(shù)和標準偏差所有建筑物：n(dB)位置數(shù)目所有地點634同層501穿過一層73穿過二層30穿過三層30蔬菜店89零售店137辦公樓1：全建筑物320同層2385層西翼1045層中部1184層?xùn)|翼120辦公樓2:全建筑物100同層37表5-2-6 自由空間和線性路徑衰減模型單元頻率衰減（dB/m）建筑物1：4層850MHz建筑物2：2層850MHz5.3 室內(nèi)無線傳播模型了解室內(nèi)無線傳播信道的特征以保證無線通信系統(tǒng)得到令人滿意的性能是非常重要的。位置測量代價比較大，傳播模型可以作為一種花費較少且比較合適的替代手段。一般說

51、來，有兩種傳統(tǒng)的方法用來為室內(nèi)信號的無線傳播建模。經(jīng)驗?zāi)Ｐ停航?jīng)驗?zāi)Ｐ突诜浅：唵吻乙锥墓?，它們運算非常快，只需要簡單的輸入，并且公式也非常容易應(yīng)用。經(jīng)驗?zāi)Ｐ桶〝?shù)學模型、統(tǒng)計模型和其它一些模型。數(shù)學模型是基于數(shù)學公式，統(tǒng)計模型依賴于測量數(shù)據(jù)，其它模型是除了數(shù)學模型和統(tǒng)計模型之外的模型，比如說模擬信道沖激響應(yīng)的隨機無線信道模型（SRCM，stochastic radio channel model）模型8。但是，經(jīng)驗?zāi)Ｐ筒荒芴峁┚_的定點信息，也不能預(yù)測通信信道的寬帶參數(shù)。確定性模型：確定性模型遵從電磁波傳播的物理理論。主要有兩種方法用來建模：著名的射線跟蹤(ray-tracing)或者射線

52、發(fā)射(ray-launching)技術(shù)和用于Maxwell方程的時域有限差分（FDTD，finite-difference time-domain）方法。目前最普遍的是利用射線跟蹤/射線發(fā)射技術(shù)的光學模型。這些模型很精確，可以在固定位置使用，并且能預(yù)測寬帶參數(shù)。通常說來這些模型運算比較慢，需要預(yù)處理和簡化才能快一些，而且一些模型不能正確包括繞射。另外，此模型需要非常精確的輸入數(shù)據(jù)庫，輸入數(shù)據(jù)庫包括障礙物和包括所用材料的電磁參數(shù)的地點幾何學。FDTD方法的優(yōu)點在于其準確性，它可以同時提供地圖中所有點的完整信息，也能給出整個區(qū)域的信號覆蓋信息。然而，作為一種數(shù)字的分析方法，F(xiàn)DTD方法需要大量的存

53、儲空間和巨大的運算量。傳統(tǒng)的經(jīng)驗?zāi)Ｐ秃痛_定性模型都有各自的優(yōu)點和不可避免的缺點，因此人們試圖通過非傳統(tǒng)方法來利用兩類模型的優(yōu)點并克服其缺點。比如說，Motif模型和Cavity方法1821，這里就不再詳細介紹。5.3.1 經(jīng)驗?zāi)Ｐ?.3.1.1 室內(nèi)無線傳播信道的數(shù)學建模室內(nèi)無線傳播的數(shù)學建模是把三維空間中的每點的復(fù)雜的隨機和時變的室內(nèi)無線傳播信道看成一個線性時變?yōu)V波器，用一個包含時變幅度、到達時間和相位的序列沖激響應(yīng)公式來表示。1. 無線信道的沖激響應(yīng)及沖激響應(yīng)方法隨機復(fù)雜的無線傳播信道可以用沖激響應(yīng)模型來近似：在三維環(huán)境中的每一個點，信道可以用一個時變線性濾波器來建立模型，此時變線性濾波器

54、的沖激響應(yīng)如（5-3-1）式所示：（5-3-1）式中，表示沖激的觀測時間；表示沖激的應(yīng)用時間；表示多徑中的徑數(shù)；表示隨機時變幅度；表示到達時間；表示相位序列；表示迪拉克（Dirac）delta函數(shù)。信道的特征完全由這些徑參數(shù)決定。此數(shù)學模型是寬帶模型，但是卻不失一般性。任何發(fā)射信號與卷積加上噪聲得到通過該信道的響應(yīng)y(t)，如（5-3-2）式所示。（5-3-2）值得指出的是，由于人和設(shè)備的移動，室內(nèi)無線傳播信道通常是時變的，但是在人或者設(shè)備“安靜”的時候，可以用時不變的復(fù)值線性低通濾波器來建立模型，其沖激響應(yīng)可以表達為：（5-3-3）式中，N表示多徑中的徑數(shù)；、分別表示隨機幅度、傳播時延、相位

55、序列。靜態(tài)信道完全由這些徑參數(shù)決定。利用上述模型，如果信號在此信道環(huán)境中傳輸（其中是任意低通信號，是載波頻率），則接收信號，其中（5-3-4）2離散時間沖激響應(yīng)模型表述多徑傳播信道特性的方便模型是離散時間沖激響應(yīng)模型91112。在這個模型里，時間軸被分成許多小的時間間隔稱為“時間段”（bin）。每一個時間段都假設(shè)為或者有多徑中的一徑或者沒有任何徑，而不包括一個時間段上有多于一條徑的情況。由于兩徑到達同一個時間段時是不能區(qū)別開的，所以應(yīng)該通過測量來確定時間段的合理尺寸。利用這樣的模型，每一個沖激響應(yīng)可以描述為“0”和“1”的序列，稱為路徑指示序列?！?”表示在給定的時間段上有徑存在，“0”表示在此時間段上沒有徑。對于每一個“1”，都有一個幅度和一個相位值。使用一個時間段的尺寸為5ns（由測量決定），所有的數(shù)據(jù)相應(yīng)減化了。對應(yīng)附加延時為500ns，每個沖激響應(yīng)函數(shù)包含100個時間段。接收到長延時成分的概率可以忽略。既然絕對定時信息在很多地方（比如(5-3-2)式計算接收信號利用卷積積分）都很重要，在測量附加延時考慮的是相對于收發(fā)