SPWM使變壓變頻器輸出交流電壓地波形近似為正弦波

1、了使變壓變頻器輸出交流電壓的波形近似為正弦波， 使電動機的輸出轉矩平穩(wěn)， 從而獲得優(yōu)秀的工作性能，現代通用變壓變頻器中的逆變器都是由全控型電力 電子開關器件構成，采用脈寬調制 (pulse width modulation,簡稱 pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量時才采用晶閘管變頻器。應用最早 而且作為 pwm 控制基礎的是正弦脈寬調制 (sinusoidal pulse width modulation, 簡稱 spwm) 。圖 3-1 與正弦波等效的等寬不等幅矩形脈沖波序列3.1 正弦脈寬調制原理一個連續(xù)函數是可以用無限多個離散函數逼近或替代的，因而可以設想用多個 不同幅

2、值的矩形脈沖波來替代正弦波，如圖 3-1 所示。圖中，在一個正弦半波 上分割出多個等寬不等幅的波形 (假設分出的波形數目 n=12) ，如果每一個矩形 波的面積都與相應時間段內正弦波的面積相等，則這一系列矩形波的合成面積 就等于正弦波的面積，也即有等效的作用。為了提高等效的精度，矩形波的個 數越多越好，顯然，矩形波的數 目受到開關器件允許開關頻率的限制。在通用變頻器采用的交 -直 -交變頻裝置中，前級整流器是不可控的，給逆變器 供電的是直流電源，其幅值恒定。從這點出發(fā)，設想把上述一系列等寬不等幅 的矩形波用一系列等幅不等寬的矩形脈沖波來替代 (見圖 3-2) ，只要每個脈沖波 的面積都相等，

3、也應該能實現與正弦波等效的功能， 稱作正弦脈寬調制 (spwm) 波形。例如，把正弦半波分作 n 等分 (在圖 3-2 中， n=9) ，把每一等分的正弦 曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的矩形脈沖來代替，矩形脈沖 的幅值不變， 各脈沖的中點與正弦波每一等分的中點相重合， 這樣就形成 spwm 波形。同樣，正弦波的負半周也可用相同的方法與一系列負脈沖波等效。這種 正弦波正、負半周分別用正、負脈沖等效的 spwm 波形稱作單極式 spwm 。圖 3-2 spwm 波形圖 3-3 是 spwm 變壓變頻器主電路的原理圖，圖中 vt 1 vt 6 是逆變器的六個全 控型功率開關器件，它們各

4、有一個續(xù)流二極管 (vd1 vd 6 )和它反并聯接。整個逆 變器由三相不可控整流器供電，所提供的直流恒值電壓為ud 。圖 3-3 spwm 變壓變頻器主電路原理圖 某一相的單極式 spwm 波形是由逆變器該相上 （或下 ）橋臂中一個功率開關器件 反復導通和關斷形成的。在正弦脈寬調制方法中，利用正弦波作調制波（modulation wave） ，受它調制的信號稱為載波 （carrier wave） ，常用等腰三角 波作載波。當調制波與載波相交時 （見圖 3-4a） ，其交點決定了逆變器開關器件 的通斷時刻。例如：當 a相的調制波電壓Ura高于載波電壓Ut時，使開關器件 vtl導通，輸出正的脈沖

5、電壓（見圖3-4b）；當Ura低于Ut時，使vtl關斷，輸出 電壓下降為零。在Ura的負半周中，可用類似的方法控制下橋臂的Vt4，輸出負的脈沖電壓序列。若改變調制波的頻率，輸出電壓基波的頻率也隨之改變；降 低調制波的幅值時，如圖中的 ，各段脈沖寬度變窄，輸出電壓的基波幅值也相 應減小。a) 正弦調制波與三角載波b) 輸出的 spwm 波圖 3-4 單極式脈寬調制波的形成上述單極式 spwm 波形在半周內的脈沖電壓只在“正”(或“負” )和“零”之間變化，主電路每相只有一個開關器件反復通斷。如果讓同一橋臂上、下兩個 開關器件互補地導通與關斷，則輸出脈沖在“正”和“負”之間變化，就得到 雙極式的

6、spwm 波形。 圖 3-5 繪出了三相雙極式正弦脈寬調制波形， 其調制方 法和單極式相似，只是輸出脈沖電壓的極性不同。當a相調制波Ura>Ut時，Vt 1導通，vt4關斷，節(jié)點a與直流電源中點o'間的相電壓為uao'二+u d/2(圖3-5b)； 當UraV Ut時，vtl關斷而Vt 4導通，則Ua0 ' = Ud/2。所以a相電壓U a0 ' =f(t) 是以+u d/2和一Ud/2為幅值作正、負跳變的脈沖波形。同理，圖3-5c的Ubo'=f(t)是由Vt3和Vt6交替導通得到的，圖3-5d的Uco' =f(t)是由vt5和vt2交替導

7、通得到的。由Ua0 '和Ub0 '相減，可得逆變器輸出的線電壓Uab=f(t)(圖3-5e) ，也就是負載上的線電壓，其脈沖幅值為 +ud 和 ud ?？梢?，線電壓的 spwm 波是由± ud 和 0 三種電平構成的。圖 3-5 三相橋式 pwm 逆變器的雙極性 spwm 波形圖5-20中的ua。'、Ub。'與uc。'是逆變器輸出端a、b、c分別與直流電源中點o'之間的電壓，o'點與負載的零點。并不一定是等電位的，Ua。'等并不代表負載上的相電壓。令負載零點。與直流電源中點o'之間的電壓為U。',則負載各

8、相的相電壓分別為(3-1)將式(3-1) 中各式相加并整理后得般負載三相對稱，則 uao +u bo +u co=0 ，故有(3-2)由此可求得 a 相負載電壓為(3-3)在圖 3-5f 中繪出了相應的負載 a 相電壓波形， ubo 和 uco 波形與此相似。3.2 spwm 波的基波電壓對電動機來說， 有用的是電壓的基波， 希望 spwm 波形中基波的成分越大越好。 為了找出基波電壓，須將 spwm 脈沖序列波 u(t) 展開成傅氏級數，由于各相電 壓正、負半波及其左、右均對稱，它是一個奇次正弦周期函數，其一般表達式 為式中(3-4)要把包含 n 個矩形脈沖的 u(t) 代入上式，必須先求得

9、每個脈沖的起始相位和終了相位。在圖 3-5 中，由于在原點處三角波是從負的頂點開始出現的，所以第i 個脈沖中心點的相位應為(3-5)于是，第 i 個脈沖的起始相位為終了相位為其中是第i個脈沖的寬度。把各脈沖起始和終了相位代入式（3-4）中，可得(3-6)(3-7)以 k=1 代入式 (3-7) ，可得輸出電壓的基波幅值。當半個周期內的脈沖數 n 不太少時，各脈沖的寬度3 i都不大，可以近似地認為 sin &I2 72，因此(3-8)可見輸出基波電壓幅值Ulm與各段脈寬3 i有著直接的關系，它說明調節(jié)參考信號的幅值從而改變各個脈沖的寬度時，就可實現對逆變器輸出電壓基波幅值的 平滑調節(jié)。根

10、據脈沖與相關段正弦波面積相等的等效原則可以導出(3-9)將式(3-5) 、式(3-9) 代入式 (3-8) ，得(3-10)可以證明，除 n=1 以外，有限項三角級數而 n=1 是沒有意義的，因此由式 (3-10) 可得u 1m =u m也就是說， spwm 逆變器輸出脈沖波序列的基波電壓正是調制時所要求的正弦 波幅值電壓。 當然， 這個結論是在作出前述的近似條件下得到的，即 n 不太少，sin n/2n n，且sin &/2612。當這些條件成立時，spwm 變壓變頻器能 很好地滿足異步電動機變壓變頻調速的要求。要注意到， spwm 逆變器輸出相電壓的基波和常規(guī)六拍階梯波的交- 直-

11、 交變壓變頻器相比要小一些，據有關資料介紹，僅為其86% 90% ，這樣就影響了電機額定電壓的充分利用。為了彌補這個不足，在spwm 逆變器的直流回路中常并聯相當大的濾波電容，以抬高逆變器的直流電源電壓ud。3.3 脈寬調制的制約條件 根據脈寬調制的特點，逆變器主電路的功率開關器件在其輸出電壓半周內要開 關n次。如果把期望的正弦波分段越多，則n越大，脈沖波序列的脈寬3 i越小，上述分析結論的準確性越高， spwm 波的基波就更接近期望的正弦波。但是， 功率開關器件本身的開關能力是有限的，因此，在應用脈寬調制技術時必然要 受到一定條件的制約，這主要表現在以下兩個方面。331功率開關器件的開關頻率

12、各種電力電子器件的開關頻率受到其固有的開關時間和開關損耗的限制，全控 型器件常用的開關頻率如下： 雙極型電力晶體管 (bjt) 開關頻率可達 1 5khz ，可 關斷晶閘管 (gto) 開關頻率為 1 2khz ，功率場效應管 (p-mosfet) 開關頻率可達 50khz，而目前最常用的絕緣柵雙極晶體管(igbt)開關頻率為520khz。定義載波頻率ft與參考調制波頻率fr之比為載波比n(carrier ratio)，即(3-11)相對于前述 spwm 波形半個周期內的脈沖數 n 來說， 應有 n=2n 。為了使逆變器的輸出盡量接近正弦波，應盡可能增大載波比，但若從功率開關器件本身的允許開關

13、頻率來看，載波比又不能太大。 n 值應受到下列條件的制約：(3-12)式 (3-12) 中的分母實際上就是 spwm 變頻器的最高輸出頻率。3.3.2 最小間歇時間與調制度為保證主電路開關器件的安全工作，必須使調制的脈沖波有個最小脈寬與最小 間歇的限制， 以保證最小脈沖寬度大于開關器件的導通時間t on ，而最小脈沖間歇大于器件的關斷時間 t off 。在脈寬調制時，若 n 為偶數，調制信號的幅值 urm 與三角載波相交的兩點恰好是一個脈沖的間歇。為了保證最小間歇時間大于 t off ，必須使 urm 低于三角載波的峰值 utm 。為此， 定義 urm 與 utm 之比為調制度 m ，即(3-

14、13)在理想情況下， m 值可在 01 之間變化，以調節(jié)逆變器輸出電壓的大小。實際上，m總是小于1的，在n較大時，一般取最高的 m=0.80.9。3.4 同步調制與異步調制在實行 spwm 時，視載波比 n 的變化與否，有同步調制與異步調制之分。3.4.1 同步調制在同步調制方式中，n =常數，變頻時三角載波的頻率與正弦調制波的頻率同步改變，因而輸出電壓半波內的矩形脈沖數是固定不變的。如果取 n 等于 3 的倍數，則同步調制能保證輸出波形的正、負半波始終對稱，并能嚴格保證三相輸 出波形間具有互差 120°的對稱關系。但是，當輸出頻率很低時，由于相鄰兩 脈沖間的間距增大，諧波會顯著增加

15、，使負載電動機產生較大脈動轉矩和較強 的噪聲，這是同步調制方式的主要缺點。3.4.2 異步調制 為了消除同步調制的缺點，可以采用異步調制方式。顧名思義，異步調制時， 在變壓變頻器的整個變頻范圍內，載波比 n 不等于常數。一般在改變調制波頻 率 fr 時保持三角載波頻率 ft 不變， 因而提高了低頻時的載波比。 這樣輸出電壓 半波內的矩形脈沖數可隨輸出頻率的降低而增加，從而減少負載電動機的轉矩 脈動與噪聲，改善了系統(tǒng)的低頻工作性能。有一利必有一弊，異步調制方式在改善低頻工作性能的同時，又失去了同步調 制的優(yōu)點。當載波比 n 隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時，它不可能總是 3 的 倍數， 勢必使輸出

16、電壓波形及其相位都發(fā)生變化， 難以保持三相輸出的對稱性， 可能引起電動機工作的不平穩(wěn)。3.4.3 分段同步調制 為了揚長避短，可將同步調制和異步調制結合起來，成為分段同步調制方式， 實用的 spwm 變壓變頻器多采用這種方式。在一定頻率范圍內采用同步調制，可保持輸出波形對稱的優(yōu)點，但頻率降低較 多時，如果仍保持載波比 n 不變， 輸出電壓諧波將會增大。 為了避免這個缺點， 可以采納異步調制的長處，使載波比分段有級地加大，這就是分段同步調制方 式。具體地說，把整個變頻范圍劃分成若干頻段，在每個頻段內都維持載波比 n 恒定，而對不同的頻段取不同的 n 值，頻率低時， n 值取大些，一般大致按 等比

17、級數安排。表 3-1 給出了一個系統(tǒng)的頻段和載波比的分配，以資參考。圖3-6所示是與表3-1相應的fi與ft的關系曲線。由圖可見，在輸出頻率fi的不同頻段內用不同的 n 值進行同步調制，使各頻段開關頻率的變化范圍基本 一致，以適應功率開關器件對開關頻率的限制。圖 3-6 分段同步調制時輸出頻率與開關頻率的關系曲線 上述圖表的設計計算方法如下： 已知變頻器要求的輸出頻率范圍為560hz ，用igbt 作開關器件，取最大開關頻率為 5.5khz 左右，最小開關頻率在最大開關 頻率的 i/2 2/3 之間，視分段數要求而定。現取輸出頻率上限為 62hz ，則第一段載波比為取 n 為 3 的整數倍數，

18、則 n1 =90 ，修正后，若取，計算后得取整數，則fimin =41hz,f tmin =41 X90=3690hz。以下各段依此類推，可得表3-1 中各行的數據。分段同步調制雖然比較麻煩，但在微電子技術迅速發(fā)展的今天，這種調制方式 是很容易實現的。3.5 spwm 控制方法 采用高開關頻率的全控型電力電子器件組成逆變電路時，先假定器件的開與關 均無延時， 于是可將要求變頻器輸出三相 spwm 波的問題轉化為如何獲得與其 形狀相同的三相 spwm 控制信號問題， 用這些信號作為變頻器中各電力電子器 件的基極 （柵極 ）驅動信號。原始的 spwm 是由模擬控制實現的。圖 3-7 是 spwm

19、變壓變頻器的模擬控制 電路框圖。三相對稱的參考正弦電壓調制信號 ura、urb、urc 由參考信號發(fā)生器 提供，其頻率和幅值都可調。 三角載波信號 ut 由三角波發(fā)生器提供， 各相共用 它分別與每相調制信號進行比較，給出“正” 的飽和輸出或“零”輸出，產生 spwm脈沖波序列Uda、Udb、Ude，作為變壓變頻器功率開關器件的驅動信號。 spwm 的模擬控制現在已很少應用，但它的原理仍是其它控制方法的基礎。圖 3-7 spwm 變壓變頻器的模擬控制電路目前常用的 spwm 控制方法是數字控制?？梢圆捎梦C存儲預先計算好的 spwm 波形數據表格，控制時根據指令調出；或者通過軟件實時生成 spw

20、m 波 形；也可以采用大規(guī)模集成電路專用芯片中產生的 spwm 信號。下面介紹幾種 常用的方法。3.5.1 自然采樣法 完全按照模擬控制的方法，計算正弦調制波與三角載波的交點，從而求出相應 的脈寬和脈沖間歇時刻，生成 spwm 波形，稱為自然采樣法 (natural sampling) ，如圖 3-8 所示。在圖中截取了任意一段正弦調制波與三角載波的 相交情況。交點 a 是發(fā)出脈沖的時刻， b 點是結束脈沖的時刻。圖 3-7spwm 變壓變頻器的模擬控制電路 tc為三角載波的周期；tl為在tc時間段內在脈沖發(fā) 生以前(即a點以前)的間歇時間；t2為ab之間的脈寬時間；t3為在tc時間段以 內

21、b 點以后的間歇時間。顯然， tc=t1+t2+t3。圖 3-8 生成 spwm 波形的自然采樣法Urm 就表示調制度t2分成t'2和t'、2若以單位 1 代表三角載波的幅值 utm ，則正弦調制波的幅值m，正弦調制波可寫作 Ur二ms in wit式中，s i是調制頻率，也就是變壓變頻器的輸出頻率由于 a、b 兩點對三角載波的中心線并不對稱，須把脈寬時間兩部分 （見圖 3-8） 。按相似直角三角形的幾何關系，可知經整理得(3-14)這是一個超越方程，其中ta、tb與載波比n、調制度m都有關系，求解困難， 而且ti勺3，分別計算更增加了困難。因此，自然采樣法雖能確切反映正弦脈寬

22、 調制的原始方法，計算結果正確，卻不適于微機實時控制。3.5.2 規(guī)則采樣法自然采樣法的關鍵問題是，spwm波形每一個脈沖的起始和終了時刻ta和tb對三角波的中心線不對稱，因而求解困難。工程上實用的方法要求算法簡單，只 要誤差不大，允許作一些近似處理。這樣就提出了各種規(guī)則采樣法 (regular sampling) 。規(guī)則采樣法的出發(fā)點是設法在三角載波的特定時刻處確定正弦調制波的采樣電 壓值，使脈沖的起始和終了時刻對稱，這樣就比較容易計算求出對應于每一個spwm 波的采樣時刻。圖 3-9 所示是一種規(guī)則采樣法，以三角載波的負峰值 (e 點)作為采樣時刻，對應的采樣電壓為Ure。在三角載波上由U

23、re水平線截得3、b兩點，以此確定了脈寬時間 t2。由于在兩個三角載波波形正峰值之間的時刻 即為tc，因此a點、b點與載波各正峰值的間隔時間分別為ti和t3,且ti=t3，而相應的 spwm 波形相對于 tc 的中間時刻 (載波負峰值對應的時刻 )對稱，這就 大大簡化了計算。 需要指出的是， 上述規(guī)則采樣法所得 spwm 波形的起始時刻、 終了時刻以及脈寬大小都不如自然采樣法準確，脈沖起始時刻 a 點比自然采樣 法提前了，終了時刻 b 點也提前了，雖然兩者提前的時間不盡相同，但終究相 互之間有了一些補償，對脈沖寬度的影響不大，所造成的誤差是工程上能夠允 許的，畢竟規(guī)則采樣法的算法簡單多了。由圖

24、 3-9 可以看出，規(guī)則采樣法的實 質是用階梯波來代替正弦波 (圖中粗實線所示 )，從而簡化了算法。只要載波比 足夠大，不同的階梯波都很逼近正弦波，所造成的誤差可以忽略不計。圖 3-9 生成 spwm 波的一種規(guī)則采樣法 在規(guī)則采樣法中，三角載波每個周期的采樣時刻都是確定的，都在負峰值處， 不必作圖就可計算出相應時刻的正弦波值。例如采樣值應依次為msin site,msin( site+t c), msin( site+2t c), ，因而脈寬時間和間歇時間都可以很容易計算出來。由圖 3-9 可得規(guī)則采樣法的計算公式： 脈寬時間(3-15)間歇時間(3-16) 實用的變頻器多是三相的，因此還應

25、形成三相的 spwm 波形。三相正弦調制波 在時間上互差2 n/3 ,而三角載波是共用的，這樣就可在同一個三角載波周期內 獲得圖 3-10 所示的三相 spwm 脈沖波形。在圖中，每相的脈寬時間ta2、t b2和 tc2 都可用式 (3-15) 計算，求三相脈寬時間的總和時，等式右邊第一項相同， 加起來是其三倍，第二項之和則為零，因此圖 3-10三相 spwm 波形的生成(3-17)三相間歇時間總和為脈沖兩側的間歇時間相等，所以(3-18)式中，下角標 a、b、c 分別表示 a、b、 c 三相。在數字控制中，一般可以離線先在計算機上算出不同si與m時的脈寬時間t2或 后，寫入 eprom ，然后由調速系 統(tǒng)的微機通過查表和加減法運算求出各相脈寬時間和間歇時間， 這就是查表法。 也可以在內存中存儲正弦函數和t c/2 值，控制時，先取出正弦值與調速系統(tǒng)所需的調制度 m 作乘法運算，再根據給定的載波頻率取出對應的 tc/2 值，與 msin Site作乘法運算，然后運用加、減、移位即可算出脈寬時間t2和間歇時間tl、t 3，此即實時計算法。按查表法或實時計算法所得的脈沖數據都送入定時器， 利用定時中斷向接口電路送出相應的高、低電平，以實時產生 spwm 波形的一 系列脈沖。對于開環(huán)控制系統(tǒng)，在某一給