第四章模擬角度調(diào)制

1、.11.4 1.4 符號速率符號速率碼元速率碼元速率. .只有在等概率的條件下只有在等概率的條件下, ,才可以通過不同的才可以通過不同的進制進制( (不同波形不同波形) )表示不同的符號表示不同的符號, ,進而利用進而利用碼元速率表示符號速率碼元速率表示符號速率. .2.9 2.9 利用傅立葉的對偶性利用傅立葉的對偶性( (對稱性對稱性) )來求解來求解, ,例如矩形脈沖與例如矩形脈沖與SaSa函數(shù)函數(shù). . 為偶函數(shù))()(2)()(2)()()(tfftFftFFtf作業(yè)問題：作業(yè)問題：.2第四章、非線性調(diào)制第四章、非線性調(diào)制 - - 模擬角度調(diào)制原理模擬角度調(diào)制原理.3 A AM M、D

2、SBDSB、SSBSSB和和VSBVSB都是幅度調(diào)制，即把都是幅度調(diào)制，即把欲傳送的信號調(diào)制到載波的幅值上。而我欲傳送的信號調(diào)制到載波的幅值上。而我們知道一個正弦型信號由幅度、頻率和相們知道一個正弦型信號由幅度、頻率和相位（初相）三要素構(gòu)成，既然幅度可以作位（初相）三要素構(gòu)成，既然幅度可以作為調(diào)制信號的載體，那么其它兩個要素為調(diào)制信號的載體，那么其它兩個要素（參量）是否也可以承載調(diào)制信號呢？（參量）是否也可以承載調(diào)制信號呢？ 這就是我們將要介紹的頻率調(diào)制和相位調(diào)這就是我們將要介紹的頻率調(diào)制和相位調(diào)制，統(tǒng)稱為制，統(tǒng)稱為角調(diào)制角調(diào)制。4 4 角度調(diào)制（非線性調(diào)制）角度調(diào)制（非線性調(diào)制）前言前言.4

3、 頻率調(diào)制簡稱調(diào)頻頻率調(diào)制簡稱調(diào)頻(FM)(FM)，相位調(diào)制簡稱調(diào)相，相位調(diào)制簡稱調(diào)相(PM)(PM)。 這兩種調(diào)制中，載波的幅度都保持恒定，而頻率這兩種調(diào)制中，載波的幅度都保持恒定，而頻率和相位的變化都表現(xiàn)為載波瞬時相位的變化。和相位的變化都表現(xiàn)為載波瞬時相位的變化。 已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移，已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分，故又稱為的新的頻率成分，故又稱為非線性調(diào)制非線性調(diào)制。 與幅度調(diào)制技術(shù)相比，角度調(diào)制最突出的優(yōu)勢是與幅度調(diào)制技術(shù)相比，角度調(diào)制最突出的優(yōu)勢是

4、其較高的抗噪聲性能。其較高的抗噪聲性能。4 4 角度調(diào)制（非線性調(diào)制）角度調(diào)制（非線性調(diào)制）.5 FM和和PM信號的一般表達式信號的一般表達式角度調(diào)制信號的一般表達式為角度調(diào)制信號的一般表達式為式中，式中，A 載波的恒定振幅；載波的恒定振幅； ct + (t) (t) 信號的瞬時相位；信號的瞬時相位； (t) 瞬時相位偏移。瞬時相位偏移。d ct + (t)/dt = (t) 稱為稱為瞬時角頻率瞬時角頻率d (t)/dt 稱為瞬時頻偏。稱為瞬時頻偏。)(cos)(ttAtscm4.1 角度調(diào)制的基本概念角度調(diào)制的基本概念.6 相位調(diào)制相位調(diào)制(PM)：瞬時相位偏移隨調(diào)制信號作線性變化，即：瞬時

5、相位偏移隨調(diào)制信號作線性變化，即式中式中Kp 調(diào)相靈敏度，含義是單位調(diào)制信號幅度引起調(diào)相靈敏度，含義是單位調(diào)制信號幅度引起PM信號的相位偏移量，單位是信號的相位偏移量，單位是rad/V。將上式代入一般表達式將上式代入一般表達式 得到得到PM信號表達式信號表達式)()(tmKtp)(cos)(tmKtAtspcPM)(cos)(ttAtscm4.1.1 相位調(diào)制相位調(diào)制(PM).7 頻率調(diào)制頻率調(diào)制(FM)：瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號成比例變化，即：瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號成比例變化，即式中式中 Kf 調(diào)頻靈敏度，單位是調(diào)頻靈敏度，單位是rad/s V。 這時相位偏移為這時相位偏移為將其代入一般表達式

6、將其代入一般表達式得到得到FM信號表達式信號表達式)()(tmKdttdf( )( )ftKmd( )cos( )FMcfstAtKmd)(cos)(ttAtscm4.1.2 頻率調(diào)制頻率調(diào)制(PM).8 PM與與 FM的區(qū)別的區(qū)別比較上兩式可見，比較上兩式可見， PM是相位偏移隨調(diào)制信號是相位偏移隨調(diào)制信號m(t)線性變化，線性變化，F(xiàn)M是相位偏移隨是相位偏移隨m(t)的積分呈線性變化。的積分呈線性變化。如果預(yù)先不知道調(diào)制信號如果預(yù)先不知道調(diào)制信號m(t)的具體形式，則無法的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)相信號還是調(diào)頻信號。判斷已調(diào)信號是調(diào)相信號還是調(diào)頻信號。)(cos)(tmKtAtsp

7、cPM( )cos( )FMcfstAtKmd4.1.3 PM與與 FM的區(qū)別的區(qū)別.9設(shè)調(diào)制信號為單一頻率的正弦波，即 用它對載波進行相位調(diào)制時，將上式代入 得到式中，mp = Kp Am 調(diào)相指數(shù)，表示最大的相位偏移。( )coscos2mmmmm tAtAf t)(cos)(tmKtAtspcPMPM( )coscoscpmmstAtK AtcosscpmAtm cot4.1.4 單音調(diào)制單音調(diào)制FM與與PM得到得到PM信號的表達式信號的表達式.10用它對載波進行頻率調(diào)制時，將用它對載波進行頻率調(diào)制時，將代入代入得到得到FM信號的表達式信號的表達式式中式中調(diào)頻指數(shù)，表示最大的相位偏移調(diào)頻

8、指數(shù)，表示最大的相位偏移最大角頻偏最大角頻偏 最大頻偏。最大頻偏。 ( )coscos2mmmmm tAtAf tFM( )coscoscfmmstAtK Ad ( )cos( )FMcfstAtKmdcosncfmAtm sitfmfmmmK AfmffmK Afmfmf .11 (a) PM 信號波形 (b) FM 信號波形 PM 信號和FM 信號波形.12 FM與PM之間的關(guān)系由于頻率和相位之間存在微分與積分的關(guān)系，所以FM與PM之間是可以相互轉(zhuǎn)換的。 比較下面兩式可見如果將調(diào)制信號先微分，而后進行調(diào)頻，則得到的是調(diào)相波，這種方式叫間接調(diào)相；同樣，如果將調(diào)制信號先積分，而后進行調(diào)相，則得

9、到的是調(diào)頻波，這種方式叫間接調(diào)頻。 )(cos)(tmKtAtspcPM( )cos( )FMcfstAtKmd.13方框圖 （a）直接調(diào)頻 （b）間接調(diào)頻(c) 直接調(diào)相 (d) 間接調(diào)相.14 定義：如果定義：如果FM信號的最大瞬時相位偏移滿足下信號的最大瞬時相位偏移滿足下式條件式條件 則稱為窄帶調(diào)頻；反之，稱為寬帶調(diào)頻。則稱為窄帶調(diào)頻；反之，稱為寬帶調(diào)頻。）（或 5 . 06)(maxtfdmK4.2 窄帶調(diào)頻（窄帶調(diào)頻（NBFM）.15 時域表示式將FM信號一般表示式展開得到當(dāng)滿足窄帶調(diào)頻條件時，故上式可簡化為( )cos( )tFMcfstAtKmdcoscos( )sinsin(

10、)ttcfcfAtKmdAtKmd1tfdmK)(cos( )1sin( )( )tfttffKmdKmdKmd( )os( )sintNBFMcfcstActAKmdt4.2.1 時域表示式時域表示式.16利用以下傅里葉變換對可得NBFM信號的頻域表達式)()(2sin)()()(cos)()(ccccccFFjttftMtmjMdttm)()(（設(shè)m(t)的均值為0，沒有直流分量） ()()1( )sin2cccccMMm t dttNBFM( ) ()()ccsA ()()2fccccAKMM4.2.2 頻域表示式頻域表示式.17 NBFM和AM信號頻譜的比較兩者都含有一個載波和位于處的

11、兩個邊帶，所以它們的帶寬相同不同的是，NBFM的兩個邊頻分別乘了因式1/( - c)和1/( + c) ，由于因式是頻率的函數(shù)，所以這種加權(quán)是頻率加權(quán)，加權(quán)的結(jié)果引起調(diào)制信號頻譜的失真。另外，NBFM的一個邊帶和AM反相。1( ) ()()()()2AMccccSAMM NBFM( ) ()()ccsA ()()2fccccAKMM4.2.3 NBFM和AM信號頻譜的比較.18以單音調(diào)制為例。設(shè)調(diào)制信號 則NBFM信號為AM信號為按照上兩式畫出的頻譜圖和矢量圖如下：tAtmmmcos)( )cos( )sintNBFMcfcstAtAKmdt1cossinsincmfmcmAtAA Kttco

12、scos()cos()2mFccmcmmAA KAttt(cos)cosAMmmcsAAttscoscoscmmcAcotAtcoscos()cos()2mccmcmAAtttNBFM和AM信號頻譜的比較舉例.19頻譜圖.20 (a) AM (b) NBFM在AM中，兩個邊頻的合成矢量與載波同相，所以只有幅度的變化，無相位的變化；而在NBFM中，由于下邊頻為負(fù)，兩個邊頻的合成矢量與載波則是正交相加，所以NBFM不僅有相位的變化，幅度也有很小的變化。這正是兩者的本質(zhì)區(qū)別 。由于NBFM信號最大頻率偏移較小，占據(jù)的帶寬較窄，但是其抗干擾性能比AM系統(tǒng)要好得多，因此得到較廣泛的應(yīng)用。 矢量圖.21

13、調(diào)頻信號表達式 設(shè)：單音調(diào)制信號為則單音調(diào)制FM信號的時域表達式為將上式利用三角公式展開，有將上式中的兩個因子分別展成傅里葉級數(shù)，式中 Jn (mf) 第一類n階貝塞爾函數(shù)tfAtAtmmmmm2coscos)(sincos)(tmtAtsmfcFM( )coscos(sin)sinsin(sin)FMcfmcfmstAtmtAtmttnmJmJtmmfnnfmf2cos)(2)()sincos(120tnmJtmmfnnmf) 12sin()(2)sinsin(1124.3 寬帶調(diào)頻寬帶調(diào)頻.22 Jn (mf)曲線.23將代入并利用三角公式及貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)tnmJmJtmmfnnfmf2

14、cos)(2)()sincos(120tnmJtmmfnnmf) 12sin()(2)sinsin(112( )coscos(sin)sinsin(sin)FMcfmcfmstAtmtAtmt)cos(21)cos(21sinsin)cos(21)cos(21coscosBABABABABABA為奇數(shù)時當(dāng)nmJmJfnfn)()(為偶數(shù)時當(dāng)nmJmJfnfn)()(.24 調(diào)頻信號的頻域表達式對上式進行傅里葉變換，即得FM信號的頻域表達式01( )()cos()cos()cos() FMfcfcmcmstAJ mtAJ mtt2()cos(2)cos(2) fcmcmAJmtt+2()cos(

15、3)cos(3) fcmcmAJmtt-()cos()nfcmnAJ mnt=( )()()()FMnfcmcmSAJ mnn 則得到FM信號的級數(shù)展開式如下：.25討論討論： 調(diào)頻信號的頻譜由載波分量c和無數(shù)邊頻(c nm)組成。 當(dāng)n = 0時是載波分量c ，其幅度為AJ0 (mf) 當(dāng)n 0時是對稱分布在載頻兩側(cè)的邊頻分量(c nm) ，其幅度為AJn (mf)，相鄰邊頻之間的間隔為m；且當(dāng)n為奇數(shù)時，上下邊頻極性相反； 當(dāng)n為偶數(shù)時極性相同。 由此可見，F(xiàn)M信號的頻譜不再是調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是一種非線性過程。 ( )()()()FMnfcmcmSAJ mnn .26理論上調(diào)頻信

16、號的頻帶寬度為無限寬。實際上邊頻幅度隨著n的增大而逐漸減小，因此調(diào)頻信號可近似認(rèn)為具有有限頻譜。通常采用的原則是，信號的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波的10%以上的邊頻分量。當(dāng)mf 1以后，取邊頻數(shù)n = mf + 1即可。因為n mf + 1以上的邊頻幅度均小于0.1。被保留的上、下邊頻數(shù)共有2n = 2(mf + 1)個，相鄰邊頻之間的頻率間隔為fm，所以調(diào)頻波的有效帶寬為它稱為卡森（Carson）公式。 )( 2) 1( 2mmfFMfffmB4. 4 調(diào)頻信號的帶寬調(diào)頻信號的帶寬.27當(dāng)mf 1時，上式可以近似為這就是寬帶調(diào)頻的帶寬。當(dāng)任意限帶信號調(diào)制時，上式中fm是調(diào)制信號的最高頻率

17、， mf是最大頻偏 f 與 fm之比。例如，調(diào)頻廣播中規(guī)定的最大頻偏f為75kHz，最高調(diào)制頻率fm為15kHz，故調(diào)頻指數(shù)mf 5，由上式可計算出此FM信號的頻帶寬度為180kHz。mFMfB2)( 2) 1( 2mmfFMfffmBfBFM 2.28調(diào)頻信號的平均功率為由帕塞瓦爾定理可知 利用貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)得到上式說明，調(diào)頻信號的平均功率等于未調(diào)載波的平均功率，即調(diào)制后總的功率不變，只是將原來載波功率中的一部分分配給每個邊頻分量。 2FMFMPst 2FMFMPst22()2nfnAJm2()1nfnJm22FMcAPP4.5調(diào)頻信號的功率分配.29 調(diào)頻信號的產(chǎn)生直接調(diào)頻法：用調(diào)制信號

18、直接去控制載波振蕩器的頻率，使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性地變化。 壓控振蕩器：每個壓控振蕩器(VCO)自身就是一個FM調(diào)制器，因為它的振蕩頻率正比于輸入控制電壓，即方框圖 LC振蕩器：用變?nèi)荻O管實現(xiàn)直接調(diào)頻。0( )( )iftK m t4.6 調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào).30 直接調(diào)頻法的主要優(yōu)缺點：優(yōu)點：可以獲得較大的頻偏。缺點：頻率穩(wěn)定度不高 改進途徑：采用如下鎖相環(huán)（PLL）調(diào)制器 .31間接法調(diào)頻 阿姆斯特朗（Armstrong）法 原理：先將調(diào)制信號積分，然后對載波進行調(diào)相，即可產(chǎn)生一個窄帶調(diào)頻(NBFM)信號，再經(jīng)n次倍頻器得到寬帶調(diào)頻 (WBFM) 信。 方框圖 .32 間接法產(chǎn)生窄帶

19、調(diào)頻信號由窄帶調(diào)頻公式可知，窄帶調(diào)頻信號可看成由正交分量與同相分量合成的。所以可以用下圖產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號： ( )os( )sintNBFMcfcstActAKmdt ( )m t 載波coscAt 積分器 NBFM( )St 2/ .33 倍頻：目的：為提高調(diào)頻指數(shù)，從而獲得寬帶調(diào)頻。方法：倍頻器可以用非線性器件實現(xiàn)。原理：以理想平方律器件為例，其輸出-輸入特性為當(dāng)輸入信號為調(diào)頻信號時，有由上式可知，濾除直流成分后，可得到一個新的調(diào)頻信號，其載頻和相位偏移均增為2倍，由于相位偏移增為2倍，因而調(diào)頻指數(shù)也必然增為2倍。 同理，經(jīng)n次倍頻后可以使調(diào)頻信號的載頻和調(diào)頻指數(shù)增為n倍。)()(20ta

20、stsi)(cos)(ttAtsci)(22cos121)(20ttaAtsc.34 典型實例：調(diào)頻廣播發(fā)射機載頻：f1 = 200kHz 調(diào)制信號最高頻率 fm = 15kHz 間接法產(chǎn)生的最大頻偏 f1 = 25 Hz 調(diào)頻廣播要求的最終頻偏 f =75 kHz，發(fā)射載頻在88-108 MHz頻段內(nèi)，所以需要經(jīng)過次的倍頻，以滿足最終頻偏=75kHz的要求。但是，倍頻器在提高相位偏移的同時，也使載波頻率提高了，倍頻后新的載波頻率(nf1 )高達600MHz，不符合 fc =88-108MHz的要求，因此需用混頻器進行下變頻來解決這個問題。300025/1075/31ffn.35 具體方案12

21、12112)(fnnfffnnfc .36 【例【例5-1】 在上述寬帶調(diào)頻方案中，設(shè)調(diào)制信號是fm =15 kHz的單頻余弦信號，NBFM信號的載頻f1 =200 kHz，最大頻偏f1 =25 Hz；混頻器參考頻率f2 = 10.9 MHz，選擇倍頻次數(shù)n1 = 64，n2 =48。 (1) 求NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)； (2) 求調(diào)頻發(fā)射信號（即WBFM信號）的載頻、最大頻偏和調(diào)頻指數(shù)。 【解】（1）NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)為（2）調(diào)頻發(fā)射信號的載頻為-3113251.67 1015 10mfmfMHz2 .91)109 .101020064(48)(632112ffnnfc.37(3) 最大

22、頻偏為(4) 調(diào)頻指數(shù)為kHzfnnf8 .7625486412112. 51015108 .7633mfffm.38非相干解調(diào)：調(diào)頻信號的一般表達式為解調(diào)器的輸出應(yīng)為 完成這種頻率-電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件是頻率檢波器，簡稱鑒頻器。 鑒頻器的種類很多，例如振幅鑒頻器、相位鑒頻器、比例鑒頻器、正交鑒頻器、斜率鑒頻器、頻率負(fù)反饋解調(diào)器、鎖相環(huán)(PLL)鑒頻器等。 下面以振幅鑒頻器為例介紹： ( )cos( )tFMcfstAtKmdo( )( )fm tK m t調(diào)頻信號的解調(diào).39 振幅鑒頻器方框圖圖中，微分電路和包絡(luò)檢波器構(gòu)成了具有近似理想鑒頻特性的鑒頻器。限幅器的作用是消除信道中噪聲等引起的調(diào)頻

23、波的幅度起伏 .40 微分器的作用是把幅度恒定的調(diào)頻波sFM (t)變成幅度和頻率都隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)幅調(diào)頻波sd (t)，即包絡(luò)檢波器則將其幅度變化檢出并濾去直流，再經(jīng)低通濾波后即得解調(diào)輸出式中Kd 為鑒頻器靈敏度，單位為V/rad/s ( )( )sin( )tdcfcfs tAK m ttKmd o( )( )dfm tK K m t.41相干解調(diào)：相干解調(diào)僅適用于NBFM信號 由于NBFM信號可分解成同相分量與正交分量之和，因而可以采用線性調(diào)制中的相干解調(diào)法來進行解調(diào)，如下圖所示。 NBFM( )st LPF BPF )(tSi o( )m t ( )c t 微分 )(tSp

24、( )dst .42設(shè)窄帶調(diào)頻信號并設(shè)相干載波則相乘器的輸出為經(jīng)低通濾波器取出其低頻分量再經(jīng)微分器，即得解調(diào)輸出可見，相干解調(diào)可以恢復(fù)原調(diào)制信號。 ( )cos( ) sintNBFMcfcstAtA Kmdtttccsin)( )sin2( ) (1 cos2)22tpcfcAAsttKmdt tFddmKAts)(2)()(2)(0tmAKtmF NBFM( )st LPF BPF )(tSi o( )mt ( )c t 微分 )(tSp ( )dst .43 重點討論FM非相干解調(diào)時的抗噪聲性能 分析模型圖中 n(t) 均值為零，單邊功率譜密度為n0的高斯白噪聲 FM( )st BPF

25、)(tn )(tSi )(tni LPF )(tno o( )m t 限幅 鑒頻 5 調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能.44設(shè)輸入調(diào)頻信號為故其輸入信號功率為輸入噪聲功率為式中，BFM 調(diào)頻信號的帶寬，即帶通濾波器的帶寬因此輸入信噪比為FM( )cos( )tcFstAtKmd2/2ASiFMiBnN0FMiiBnANS022輸入信噪比輸入信噪比.45 在輸入信噪比足夠大的條件下，信號和噪聲的相互作用可以忽略，這時可以把信號和噪聲分開來計算。 計算輸出信號平均功率輸入噪聲為0時，解調(diào)輸出信號為 故輸出信號平均功率為o( )( )dfm tK K m t222oo( )( )dfSm tK Km t大信噪比

26、時的解調(diào)增益大信噪比時的解調(diào)增益.46 計算輸出噪聲平均功率假設(shè)調(diào)制信號m(t) = 0，則加到解調(diào)器輸入端的是未調(diào)載波與窄帶高斯噪聲之和，即式中 包絡(luò) 相位偏移 s( )s( )cos( )sin( ) cos( )sincicccscccscAcotn tAcotn ttn ttAn ttn tt coscA ttt 22( )( )csA tAn tnt ( )arctan( )scn ttAn t.47在大信噪比時，即A nc (t)和A ns (t)時，相位偏移 可近似為當(dāng)x 1時有近似式 上式結(jié)果表明，在大信噪比情況下，寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增上式結(jié)果表明，在大信噪比情況下，寬帶調(diào)頻系

27、統(tǒng)的制度增益是很高的，即抗噪聲性能好。例如，調(diào)頻廣播中常取益是很高的，即抗噪聲性能好。例如，調(diào)頻廣播中常取mf ，則制，則制度增益度增益GFM =450。也就是說，加大調(diào)制指數(shù)，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗。也就是說，加大調(diào)制指數(shù)，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善。噪聲性能迅速改善。2ooFMFM/3/2fiimSNBGmSNf)(2) 1(2mmfFMfffmB23(1)FMffGmm33FMfGm.53 調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)比較在大信噪比情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的輸出信噪比為若設(shè)AM信號為100%調(diào)制。且m(t)為單頻余弦波信號，則m(t)的平均功率為 因而式中，B為AM信號的帶寬，它是基帶信號帶寬的

28、兩倍，即B = 2fm，故有將兩者相比，得到2oo0( )Sm tNn B22( )2Am t 2oo0/2SANn B2oo0/22mSANn foo2FMooAM/3/fSNmSN.54討論 在大信噪比情況下，若系統(tǒng)接收端的輸入A和n0相同，則寬帶調(diào)頻系統(tǒng)解調(diào)器的輸出信噪比是調(diào)幅系統(tǒng)的3mf2倍。例如，mf =5時，寬帶調(diào)頻的S0 /N0是調(diào)幅時的75倍。 調(diào)頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加其傳輸帶寬來換取的。因為，對于AM 信號而言，傳輸帶寬是2fm，而對WBFM信號而言，相應(yīng)于mf = 5時的傳輸帶寬為12fm ，是前者的6倍。 WBFM信號的傳輸帶寬BFM與AM 信號的傳輸帶寬BAM之間的

29、一般關(guān)系為oo2FMooAM/3/fSNmSNFMAM2(1)(1)fmfBmfmB.55 當(dāng)mf 1時，上式可近似為故有在上述條件下，變?yōu)榭梢?，寬帶調(diào)頻輸出信噪比相對于調(diào)幅的改善與它們帶寬比的平方成正比。調(diào)頻是以帶寬換取信噪比的改善。FMAM2(1)(1)fmfBmfmBFMAMfBm BFMAMfBmB2ooFMFMooAMAM/3/SNBSNBoo2FMooAM/3/fSNmSN.56 結(jié)論：在大信噪比情況下，調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能將比調(diào)幅系統(tǒng)優(yōu)越，且其優(yōu)越程度將隨傳輸帶寬的增加而提高。 但是，F(xiàn)M系統(tǒng)以帶寬換取輸出信噪比改善并不是無止境的。隨著傳輸帶寬的增加，輸入噪聲功率增大，在輸入信號

30、功率不變的條件下，輸入信噪比下降，當(dāng)輸入信噪比降到一定程度時就會出現(xiàn)門限效應(yīng)，輸出信噪比將急劇惡化。.57 當(dāng)(Si /Ni)低于一定數(shù)值時，解調(diào)器的輸出信噪比(So /No)急劇惡化，這種現(xiàn)象稱為調(diào)頻信號解調(diào)的門限效應(yīng)。 門限值 出現(xiàn)門限效應(yīng)時所對應(yīng)的輸入信噪比值稱為門限值，記為(Si /Ni) b。小信噪比時的門限效應(yīng)小信噪比時的門限效應(yīng).58 右圖畫出了單音調(diào)制時在不同調(diào)制指數(shù)下，調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比與輸入信噪比的關(guān)系曲線。 由此圖可見門限值與調(diào)制指數(shù)mf 有關(guān)。 mf 越大，門限值越高。不過不同mf 時，門限值的變化不大，大約在811dB的范圍內(nèi)變化，一般認(rèn)為門限值為10 dB左右。

31、在門限值以上時， (So /No)FM與(Si /Ni)FM呈線性關(guān)系，且mf 越大，輸出信噪比的改善越明顯。 .59在門限值以下時， (So /No)FM將隨(Si /Ni)FM的下降而急劇下降。且mf越大， (So /No)FM下降越快。門限效應(yīng)是FM系統(tǒng)存在的一個實際問題。尤其在采用調(diào)頻制的遠(yuǎn)距離通信和衛(wèi)星通信等領(lǐng)域中，對調(diào)頻接收機的門限效應(yīng)十分關(guān)注，希望門限點向低輸入信噪比方向擴展。降低門限值（也稱門限擴展）的方法有很多，例如，可以采用鎖相環(huán)解調(diào)器和負(fù)反饋解調(diào)器，它們的門限比一般鑒頻器的門限電平低610dB。還可以采用“預(yù)加重”和“去加重”技術(shù)來進一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比。這也相

32、當(dāng)于改善了門限。 .60 目的：鑒頻器輸出噪聲功率譜隨f呈拋物線形狀增大。但在調(diào)頻廣播中所傳送的語音和音樂信號的能量卻主要分布在低頻端，且其功率譜密度隨頻率的增高而下降。因此，在調(diào)制頻率高頻端的信號譜密度最小，而噪聲譜密度卻是最大，致使高頻端的輸出信噪比明顯下降，這對解調(diào)信號質(zhì)量會帶來很大的影響。為了進一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比，針對鑒頻器輸出噪聲譜呈拋物線形狀這一特點，在調(diào)頻系統(tǒng)中廣泛采用了加重技術(shù)，包括“預(yù)加重和“去加重”措施。“預(yù)加重”和“去加重”的設(shè)計思想是保持輸出信號不變，有效降低輸出噪聲，以達到提高輸出信噪比的目的。 預(yù)加重和去加重預(yù)加重和去加重.61 原理所謂“去加重”就是在

33、解調(diào)器輸出端接一個傳輸特性隨頻率增加而滾降的線性網(wǎng)絡(luò)Hd (f) ，將調(diào)制頻率高頻端的噪聲衰減，使總的噪聲功率減小。但是，由于去加重網(wǎng)絡(luò)的加入，在有效地減弱輸出噪聲的同時，必將使傳輸信號產(chǎn)生頻率失真。因此，必須在調(diào)制器前加入一個預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)Hp(f) ，人為地提升調(diào)制信號的高頻分量，以抵消去加重網(wǎng)絡(luò)的影響。顯然，為了使傳輸信號不失真，應(yīng)該有這是保證輸出信號不變的必要條件。 1( )( )pdHfHf.62 方框圖：加有預(yù)加重和去加重的調(diào)頻系統(tǒng) 性能由于采用預(yù)加重/去加重系統(tǒng)的輸出信號功率與沒有采用預(yù)加重/去加重系統(tǒng)的功率相同，所以調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比的改善程度可用加重前的輸出噪聲功率與加重后的

34、輸出噪聲功率的比值確定，即上式進一步說明，輸出信噪比的改善程度取決于去加重網(wǎng)絡(luò)的特性。 2( )( )( )mmmmfdffddfPf dfPfHfdf.63 實用電路：下圖給出了一種實際中常采用的預(yù)加重和去加重電路，它在保持信號傳輸帶寬不變的條件下，可使輸出信噪比提高6 dB左右。 預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)與網(wǎng)絡(luò)特性 去加重網(wǎng)絡(luò)與網(wǎng)絡(luò)特性.64調(diào)制調(diào)制方式方式傳輸帶寬傳輸帶寬設(shè)備復(fù)設(shè)備復(fù)雜程度雜程度主要應(yīng)用主要應(yīng)用AM2fm簡單簡單中短波無線電廣播中短波無線電廣播DSBDSB2fm中等中等應(yīng)用較少應(yīng)用較少SSBSSBfm復(fù)雜復(fù)雜短波無線電廣播、話音短波無線電廣播、話音頻分復(fù)用、載波通信、頻分復(fù)用、載波通信

35、、數(shù)據(jù)傳輸數(shù)據(jù)傳輸VSBVSB略大于略大于fm 近似近似SSBSSB復(fù)雜復(fù)雜電視廣播、數(shù)據(jù)傳輸電視廣播、數(shù)據(jù)傳輸FM中等中等超短波小功率電臺（窄超短波小功率電臺（窄帶帶FMFM）；調(diào)頻立體聲廣）；調(diào)頻立體聲廣播等高質(zhì)量通信（寬帶播等高質(zhì)量通信（寬帶FMFM）oo/SNoo0AM13imSSNn foo0DSBimSSNn foo0SSBimSSNn fmffm) 1(22oo0FM32ifmSSmNn f6 6 各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較.65 抗噪聲性能 WBFM抗噪聲性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪聲性能次之，AM抗噪聲性能最差。 右圖畫出了各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能曲線,圖中的圓點表示門限點。 門限點以下，曲線迅速下跌；門限點以上，DSB、SSB的信噪比比AM高4.7dB以上，而FM（mf = 6）的信噪比比AM高22dB。 當(dāng)輸入信噪比較高時，F(xiàn)M的調(diào)頻指數(shù)mf越大，抗噪聲性能越好。.66 頻帶利用率 SSB的帶寬最窄，其頻帶利用率最高；FM占用的帶寬隨調(diào)頻指數(shù)mf的增大而增大，其頻帶利用率最低?？梢哉f，F(xiàn)M是以犧牲有效性來換取可靠性的。因此，