放大器與開(kāi)關(guān)電容ADC接口的匹配方法

1、AN-827應(yīng)用筆記One Technology Way P.O. Box 9106 Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 Fax: 781.461.3113 放大器與開(kāi)關(guān)電容ADC接口的匹配方法作者：Eric Newman與Rob Reeder簡(jiǎn)介在現(xiàn)代無(wú)線接收器設(shè)計(jì)中，高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)通常被用作中頻復(fù)合調(diào)制信號(hào)的采樣。基于CMOS開(kāi)關(guān)電容的ADC因其低成本和低功耗而成為這類設(shè)計(jì)的首選。這類ADC的前端為非緩沖型，直接耦合至采樣網(wǎng)絡(luò)，所以ADC的輸入阻抗會(huì)隨時(shí)間(跟蹤和保持模式切換時(shí))變化，這就對(duì)驅(qū)動(dòng)ADC的放大器提出

2、了挑戰(zhàn)。為了在驅(qū)動(dòng)ADC的同時(shí)獲得極小的噪聲和信號(hào)失真，有必要設(shè)計(jì)一種無(wú)源網(wǎng)絡(luò)接口，實(shí)現(xiàn)寬帶噪聲抑制和采樣保持阻抗的變換，從而為驅(qū)動(dòng)放大器提供一個(gè)更匹配的負(fù)載阻抗。本文將介紹如何在多個(gè)常用IF頻率下采用諧振法將采樣保持阻抗變換為可預(yù)測(cè)性的負(fù)載，從而更精確地設(shè)計(jì)抗混疊濾波器。開(kāi)關(guān)電容ADC為了降低功耗，開(kāi)關(guān)電容ADC省掉了ADC前端中的緩沖。ADC采樣保持放大器電路(SHA)由輸入開(kāi)關(guān)、輸入采樣電容、采樣開(kāi)關(guān)和放大器構(gòu)成，如圖1所示，輸入開(kāi)關(guān)直接連接著驅(qū)動(dòng)器和采樣電容。輸入開(kāi)關(guān)閉合時(shí)(跟蹤模式)，驅(qū)動(dòng)電路給輸入電容充電。輸入開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)(保持模式)，驅(qū)動(dòng)電路與輸入電容分離。該ADC的跟蹤模式和保持

3、模式的時(shí)間大致相等。05012-001圖1 一個(gè)開(kāi)關(guān)電容ADC與放大器驅(qū)動(dòng)器連接的簡(jiǎn)化輸入模型Rev. 0 | Page 1 of 8AN-827在SHA跟蹤模式下的ADC輸入阻抗與SHA保持模式下的ADC輸入阻抗是不一樣的，這就很難使ADC輸入阻抗與驅(qū)動(dòng)器電路始終匹配。ADC在跟蹤模式下，輸入開(kāi)關(guān)閉合，因此該模式下的輸入阻抗與驅(qū)動(dòng)器電路應(yīng)保持匹配。輸入阻抗隨頻率的變化主要取決于采樣電容以及信號(hào)通道中的寄生電容。為精確匹配阻抗，應(yīng)對(duì)輸入阻抗的頻率相關(guān)性有所了解。如圖2為AD9236在0至1 GHz的輸入頻率下輸入阻抗隨頻率變化的曲線圖。諧振匹配要將有用信號(hào)有效地耦合到一個(gè)給定ADC的理想奈奎斯

4、特(Nyquist)區(qū)，必須了解該ADC在信號(hào)頻率下的跟蹤和保持阻抗。ADC制造商正著手提供用于網(wǎng)絡(luò)分析的散射參數(shù)和阻抗參數(shù)。測(cè)得的輸入阻抗數(shù)據(jù)可用于設(shè)計(jì)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，這種網(wǎng)絡(luò)能在改善有用信號(hào)耦合的同時(shí)，抑制其他頻段的無(wú)用信號(hào)。對(duì)任何輸入系統(tǒng)，只要提供其差分輸入阻抗，就可以設(shè)計(jì)一個(gè)低信號(hào)損耗的匹配網(wǎng)絡(luò)。如果輸入阻抗為復(fù)數(shù)且表示為ZIN = R + jX，其中R為復(fù)合輸入阻抗中的等效串聯(lián)電阻部分，X為串聯(lián)電抗，則可求出一種網(wǎng)絡(luò)，用以將該復(fù)合阻抗變換為理想負(fù)載。通常我們會(huì)把輸入阻抗描述為一個(gè)等效并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)。要計(jì)算這個(gè)等效RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，可以下面等式將阻抗轉(zhuǎn)換為導(dǎo)納：2001801602018140

5、12010080604020001412108642500600700800900IMAGINARY IMPEDANCE (pF)16REAL IMPEDANCE ()YIN=ZIN1=(R+jX)1(1)有很多軟件程序可以計(jì)算復(fù)數(shù)的倒數(shù)，如MATLAB®、MathCADTM，甚至最新版本的電子表格計(jì)算器，如Microso󰁒® Excel, 也可用下面的公式求解：(R+jX)1=05012-00210020030040001000RjXRjX1=G+jB+(2)ANALOG INPUTFREQUENCY(MHz)其中G=R被稱為電導(dǎo)。R+X圖2 AD9236

6、在采樣模式和保持模式下的差分輸入頻率圖2中，藍(lán)色曲線和紅色曲線分別表示ADC輸入SHA在跟蹤模式和保持模式下的輸入阻抗虛部值(右縱軸)?？梢?jiàn)，頻率<100 MHz時(shí)，虛部阻抗會(huì)在大于4 pF(跟蹤模式)和1 pF(保持模式)間變化。圖2中，輸入阻抗的實(shí)部為橙色曲線和綠色曲線(參見(jiàn)左縱軸)。與輸入開(kāi)關(guān)斷開(kāi)的保持模式相比，跟蹤模式下的阻抗比保持模式的小得多。與緩沖ADC的阻抗在整個(gè)額定帶寬內(nèi)保持恒定不同，開(kāi)關(guān)電容ADC的輸入阻抗在小于100 MHz輸入帶寬內(nèi)會(huì)產(chǎn)生較大變化。這就給設(shè)計(jì)者帶來(lái)了巨大的挑戰(zhàn)，很難在一個(gè)給定頻率范圍內(nèi)與系統(tǒng)特性阻抗保持充分匹配。B=X被稱為電納。R+X復(fù)合導(dǎo)納YIN

7、 = G + jB的單位為-1(有時(shí)稱為姆歐(mho)，即歐姆(ohm)的反向說(shuō)法，也稱為西門子，縮寫為S)。要求出等效RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，則先求G的倒數(shù)，就可得出并聯(lián)電阻和一個(gè)等效電容值，其電納等于jB。電容的電納等于jC。所以等效并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)值為REQ1R2+X2=(3)和CEQ=1X+(4)其中， = 2f，信號(hào)頻率的角頻率。Rev. 0 | Page 2 of 8AN-827由于導(dǎo)納為并聯(lián)相加關(guān)系，因此很容易求出可抵消等式2中的虛部jB的諧振電納。該電納的幅度應(yīng)為B且極性相反。并聯(lián)電感的電納為j1= (5)用公式表示為等式8，其中FS為采樣頻率，F(xiàn)BW為最大信號(hào)頻率：FS > 2 &#

8、215; FBW(8)一個(gè)等于1/B的電感以諧振方式抵消了虛部電納，復(fù)合電納就只剩下電導(dǎo)部分了。例如，AD9236在140 MHz時(shí)采樣阻抗為(59 j270) 。應(yīng)用等式1和等式2，可求出復(fù)合電納為G + jB = (0.77 + j3.5) m1，并聯(lián)RC等效電阻為G1 = (0.77 × 10-3) = 1300 ，等效電容為(B/) = (3.5 × 10-3)/ (2f) = 4 pF。通過(guò)使用一個(gè)并聯(lián)電感LP = 1/B，以諧振方式抵消電容性電納，結(jié)果僅剩RC并聯(lián)等效電阻中的高阻抗電阻部分。所以：(1/B) = (2f × 3.5 × 103

9、)1 = 322 nH 且RE Q/CEQ/LP = (1300 1 + (j2fCEQ) + ( j2fLP)1)1 = 1300 (7)(6)IF采樣與奈奎斯特因素當(dāng)信號(hào)頻率處于第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)時(shí)，才考慮基帶采樣。然而，有些ADC可在第一奈奎斯特區(qū)之上的較高奈奎斯特區(qū)中采樣，即所謂的欠采樣或IF采樣。圖3為80 MHz采樣頻率(FS)下，信號(hào)頻率(IF)為140 MHz的各個(gè)ADC奈奎斯特區(qū)?？梢?jiàn)，信號(hào)位于第四奈奎斯特區(qū)。從圖中可以看出，IF頻率的鏡像或混疊反射回第一奈奎斯特區(qū)，看起來(lái)就像在第一奈奎斯特區(qū)中有頻率為20 MHz的信號(hào)。另外需注意的是，多數(shù)FFT分析器(如ADC Analyz

10、erTM)只對(duì)第一奈奎斯特區(qū)即0 FS至0.5 FS范圍內(nèi)的FFT繪圖。所以，若信號(hào)頻率高于0.5 FS，其鏡像將反射至第一奈奎斯特區(qū)或稱為基帶的區(qū)域。如果信號(hào)頻帶中存在雜散，則情況將變得更加復(fù)雜。那么，當(dāng)信號(hào)頻率大于0.5 FS時(shí)，奈奎斯特準(zhǔn)則是否仍然適用？先看一下什么是奈奎斯特準(zhǔn)則(摘自Walt Kester的“High Speed Design Seminar”)：奈奎斯特準(zhǔn)則：必須以等于或大于信號(hào)帶寬兩倍的速率對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，方可保留信號(hào)中的全部信息。2FS160MHz05012-003圖3 奈奎斯特區(qū)的定義此處的關(guān)鍵為信號(hào)頻率的位置。只要信號(hào)不重疊且處于單個(gè)奈奎斯特區(qū)之內(nèi)，就符合奈奎

11、斯特準(zhǔn)則，唯一發(fā)生變化是第一奈奎斯特區(qū)的位置變成了較高區(qū)。由于借助IF采樣法可省掉信號(hào)鏈中的混頻級(jí)，因而這種方法正日益盛行起來(lái)。因?yàn)樾盘?hào)鏈中的元件總數(shù)減少，由此減少了系統(tǒng)噪聲，從而改善了性能。當(dāng)然系統(tǒng)的總信噪比(SNR)也更好。在某些情況下，這種設(shè)計(jì)還可提升無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)性能，因?yàn)樵谌∠祛l級(jí)后，混頻器產(chǎn)生的本振泄漏也得以減少。Rev. 0 | Page 3 of 8AN-827進(jìn)行IF采樣時(shí)，高頻抗混疊濾波器(AAF)的設(shè)計(jì)顯得至關(guān)重要。多數(shù)情況下，AAF以信號(hào)頻帶為中心而設(shè)計(jì)。信號(hào)頻帶范圍可以是幾MHz，甚至是奈奎斯特區(qū)的整個(gè)帶寬，這完全取決于系統(tǒng)所需的最小分析帶寬。在IF采樣

12、應(yīng)用中，設(shè)計(jì)合適的濾波器至關(guān)重要，以確保較低奈奎斯特區(qū)的低頻噪聲不落在信號(hào)頻率所在的較高奈奎斯特區(qū)中。濾波器設(shè)計(jì)不當(dāng)會(huì)引入噪聲，這可在噪底基帶圖中看到。如圖4，抗混疊濾波器的阻帶衰減特性體現(xiàn)了系統(tǒng)的總體動(dòng)態(tài)范圍。所需系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍與帶通濾波器的階數(shù)直接相關(guān)。系統(tǒng)分辨率的要求也會(huì)影響階數(shù)的選取。分辨率越低，噪底越高。這就意味著混疊信號(hào)的有效性降低，濾波器的階數(shù)要求也相應(yīng)降低。然而，有些較高階濾波器可能使通帶紋波增加，導(dǎo)致相位和幅度失真，從而對(duì)系統(tǒng)性能造成不利影響?？偠灾?，設(shè)計(jì)抗混疊濾波器時(shí)，必須倍加謹(jǐn)慎?？够殳B濾波器的設(shè)計(jì)抗混疊濾波器有助于減少無(wú)用奈奎斯特區(qū)中的信號(hào)量，從而避免造成帶內(nèi)混疊、防止

13、動(dòng)態(tài)性能降低?？够殳B濾波器通常用LC網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)而成，為獲得所需阻帶和通帶特性，源阻抗和負(fù)載阻抗必須選擇得當(dāng)。為設(shè)計(jì)濾波器網(wǎng)絡(luò)，可借鑒相關(guān)描述濾波器的書(shū)。通常用切比雪夫(Chebyshev)或巴特沃茲(Butterworth)多項(xiàng)式來(lái)定義濾波器傳遞函數(shù)。有幾種基于軟件的濾波器設(shè)計(jì)程序有助于簡(jiǎn)化這一問(wèn)題，如Nuhertz Technologies的Filter Free 4.0或Agilent Technologies推出的Advanced Design System(ADS，高級(jí)設(shè)計(jì)系統(tǒng))。0.5FS40MHzFS80MHz1.5FS120MHz2FS160MHz05012-004圖4 系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范

14、圍與抗混疊濾波器阻帶衰減Rev. 0 | Page 4 of 8AN-827選擇來(lái)說(shuō)是很有必要的，考慮電路板走線的寄生串聯(lián)電感，可以選用電感值稍低的電感。需要注意的是，圖5 (c)中的負(fù)載被圖5 (d)中的ADC接口取代，包括一個(gè)并聯(lián)電感和多個(gè)共模偏置電阻。偏置電阻給各差分輸入端提供所需的直流偏置，并與ADC輸入阻抗和諧振并聯(lián)電感為濾波器組成一個(gè)精確負(fù)載。網(wǎng)絡(luò)Q值的考慮是非常重要的。負(fù)載-源阻抗比越大，越需要注意元件Q值和布局布線的寄生效應(yīng)。通常情況下，為獲得噪聲和失真性能的最佳組合，需要根據(jù)經(jīng)驗(yàn)確定元件值并進(jìn)行試驗(yàn)，最終得到最佳的網(wǎng)絡(luò)接口。也可通過(guò)濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)查找歸一化原型濾波器值，然后按

15、照比例求出所需截止頻率和負(fù)載阻抗的相應(yīng)值。圖5 (a)所示為四階歸一化原型濾波器的一個(gè)例子。該濾波器滿足某一切比雪夫多項(xiàng)式，理想狀態(tài)下，當(dāng)負(fù)載-源阻抗比為5:1時(shí)，紋波低于0.5 dB。圖5 (b)顯示的是截止頻率為144 MHz、負(fù)載阻抗為600 的單端等效網(wǎng)絡(luò)。具有高動(dòng)態(tài)范圍IF采樣功能的多數(shù)高速ADC都采用差分輸入接口。因此，有必要將單端網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為差分網(wǎng)絡(luò)，如圖5 (c)所示。轉(zhuǎn)換為差分網(wǎng)絡(luò)時(shí)，串聯(lián)阻抗值減半。最終采用的實(shí)際L值和C值的如圖5 (d)所示。印刷電路板寄生效應(yīng)的建模對(duì)于最佳L值和C值RSrS=_=0.125L1L3V(a)rL=1fC=1HzVRL=600󰀀

16、fC=144MHz(b)RS_=60󰀀VS_=60󰀀2RL=600󰀀(c)70nH132.5nH05012-005圖5 開(kāi)關(guān)電容ADC的匹配Rev. 0 | Page 5 of 8AN-827測(cè)得的性能數(shù)據(jù)以上示例中的電路設(shè)計(jì)具有出色的動(dòng)態(tài)性能，如圖6所示。請(qǐng)注意采用和沒(méi)采用設(shè)計(jì)得當(dāng)?shù)慕涌诰W(wǎng)絡(luò)兩種情況下，無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍和總諧波失真表現(xiàn)出來(lái)的差異。諧振并聯(lián)電感對(duì)ADC的阻抗進(jìn)行轉(zhuǎn)換，為濾波器提供了一種可預(yù)測(cè)的負(fù)載阻抗。除此之外，該并聯(lián)電感還能幫助吸收低頻閃爍噪聲和直流失調(diào)，從而減小了0 Hz附近的底噪。抗混疊濾波器既有助于抑制高頻寬帶噪聲，以避免造

17、成帶內(nèi)混疊，同時(shí)也可幫助抑制驅(qū)動(dòng)放大器輸出端的較高頻諧波。這為工作于140 MHz中頻的高IF采樣接收器提供了一種很好的解決方案。在2 MHz帶寬內(nèi)，頻率響應(yīng)表現(xiàn)平坦，變化幅度僅為±0.2 dB，群延遲不足10納秒。1020304050來(lái)驅(qū)動(dòng)AD9244(14-位、65 MSPS CMOS模數(shù)轉(zhuǎn)換器)。使用的設(shè)計(jì)方法與前面例子中的一樣。級(jí)聯(lián)底噪改善幅度超過(guò)6 dB，同時(shí)SFDR提高了10 dB以上。01020304050607080901001101201302.55.07.510.012.515.017.520.022.525.027.530.0FREQUENCY(MHz)0102

18、03040506070809010011012013051015607080901001101202.55.07.510.012.515.017.520.022.525.027.530.0FREQUENCY(MHz)05012-0072025303540FREQUENCY(MHz)10203040501306070809010011012051015202530354005012-006圖7 用于驅(qū)動(dòng)AD9244的AD8351(48MHz，之前與之后)小結(jié)對(duì)接收器設(shè)計(jì)工程師來(lái)說(shuō)，驅(qū)動(dòng)放大器和開(kāi)關(guān)電容ADC進(jìn)行匹配無(wú)疑是一大挑戰(zhàn)。本文介紹了一種對(duì)放大器正確匹配的方法。利用開(kāi)關(guān)電容ADC在跟蹤模式下的S參數(shù)，可以設(shè)計(jì)出用來(lái)抵消ADC SHA網(wǎng)絡(luò)中的寄生電容的諧振匹配網(wǎng)絡(luò)。這一便捷的解決方案通過(guò)匹配使得ADC輸入阻抗表現(xiàn)為純阻型，從而，帶寬得以改善，通帶更加平坦，SFDR性能也得到了提升。130FREQUENCY(MHz)圖6 驅(qū)動(dòng)AD9236的AD8370(140MHz，使用匹配網(wǎng)絡(luò)之前與之后)較低頻示例如圖7所示。這種解決方案以一種雙下變頻式IF采樣設(shè)計(jì)為目標(biāo)，其中有效帶寬為5 MHz，群延遲低于100納秒，通帶紋波不足±0.25 dB。這里采用AD8351差分放大器Rev. 0 | Page 6 of 8A