西電微波電子線路作業(yè)

1、微波電子線路作業(yè) 班級：020911姓名：張盎農(nóng) 學(xué)號：02091086一ADS混頻器設(shè)計(jì)耦合器設(shè)計(jì)仿真結(jié)果低通濾波器設(shè)計(jì)仿真結(jié)果輸出頻譜仿真1按照文檔所連錯(cuò)誤提示2直接代入數(shù)值修改后端口1：P=dbmtow（-20），功率源輸出信號功率為-20dBmFreq=3.6GHz,射頻輸入頻率端口2：P=dbmtow（10），功率源輸出信號功率為10dBmFreq=3.8GHz,本振輸入頻率諧波平衡仿真控制器設(shè)置如圖所示本振與輸出修改端口2重新設(shè)置：P=dbmtow（LO_pwr），即設(shè)置變量LO_pwr增加變量設(shè)置VAR，設(shè)置如圖所示仿真結(jié)果從圖像結(jié)果可看出Vout輸出與本振功率有關(guān)三階交調(diào)分析將

2、的端口1的單品功率源更換為多頻功率源P_nTone，對其設(shè)置如圖所示修改端口2 和VAR的設(shè)置，如圖所示修改諧波平衡仿真控制器，設(shè)置如圖所示插入測量方程控件Meas Eqn，并對其參數(shù)如圖設(shè)置仿真結(jié)果二,理論分析微波混頻器1、微波混頻器的作用與用途微波混頻器是通信、雷達(dá)、電子對抗等系統(tǒng)的微波接收機(jī)以及很多微波測量設(shè)備所不可缺少的組成部分。它將微弱的微波信號和本地振蕩信號同時(shí)加到非線性元件上，變換為頻率較低的中頻信號，進(jìn)一步進(jìn)行放大、解調(diào)和信號處理。2，混頻原理下圖是微波混頻器的原理圖，對它的基本要求是小變頻損耗和低噪聲系數(shù)。通常，微波混頻器是一種非線性電阻頻率變換電路。 微波混頻器的核心元件是

3、肖特基勢壘二極管。常見的微波混頻器基本電路有三種類型：單端混頻器使用一個(gè)混頻二極管，是最簡單的微波混頻器；單平衡混頻器使用兩個(gè)混頻二極管；雙平衡混頻器采用四個(gè)混頻二極管。本節(jié)以元件的特性為基礎(chǔ)，分析非線性電阻微波混頻器的工作原理及性能指標(biāo)，包括電路時(shí)-頻域關(guān)系、功率關(guān)系、變頻損耗、噪聲特性，并給出各種微波混頻器的電路實(shí)現(xiàn)等。 本振激勵特性混頻器的大信號參量如下圖所示，在混頻二極管上加大信號本振功率和直流偏置(或零偏壓)時(shí)，流過混頻二極管的電流由二極管的伏安特性來決定。加在二極管上的電壓是直流偏置與本振信號之和，二極管的伏安特性近似為指數(shù)函數(shù)，即則流過二極管的大信號電流為 混頻二極管加直流偏壓和

4、本振功率時(shí)的原理圖顯然，流過二極管的大信號電流是本振功率L的周期性函數(shù)，可用傅里葉級數(shù)表示為式中：直流分量n次諧波電流幅值本振基波電流幅值 當(dāng)UL足夠大時(shí)， 有故直流分量和本振基波電流幅值為 即IL12I0 (3-4) 則所需的本振激勵功率為混頻器對本振呈現(xiàn)的電導(dǎo)為 可見，當(dāng)UL一定時(shí)，GL值隨直流電流的增大而增大，因而可以借助于調(diào)整E0來調(diào)節(jié)I0，從而改變GL使本振口達(dá)到匹配。在實(shí)際工作中，因?yàn)槲⒉úǘ魏茈y測量UL，所以通常由測量PL和I0來測定UL和GL。 當(dāng)混頻二極管上只加直流偏壓E0和本振功率時(shí)，混頻二極管呈現(xiàn)的電導(dǎo)為式(3-7)說明當(dāng)本振電壓隨時(shí)間作周期性變化時(shí)，瞬時(shí)電導(dǎo)g(t)也隨

5、時(shí)間作周期性變化，故稱為時(shí)變電導(dǎo)；同樣g(t)也可以展成傅里葉級數(shù)： 式中：g0稱為二極管的平均混頻電導(dǎo)，gn是對應(yīng)本振n次諧波的混頻電導(dǎo)。非線性電阻的混頻原理二極管混頻器的原理等效電路如圖3-3所示，在肖特基勢壘二極管上加有較小的直流偏壓(或零偏壓)、大信號本振功率(1 mW以上)及接收到的微弱信號(微瓦(W)量級以下)。假設(shè)本振與信號分別表示為uL(t)=UL cosLtuS(t)=US cosSt 圖 3-3二極管混頻器原理圖由于ULUS，可以認(rèn)為二極管的工作點(diǎn)隨本振電壓變化，認(rèn)為接收到的信號是一個(gè)微小電壓增量，因此將回路電流在各個(gè)工作點(diǎn)展開為泰勒級數(shù)。為了討論方便，將ZL、ZL0、ZS

6、短路，這時(shí)流過二極管的瞬時(shí)電流值為 展開式中的第一項(xiàng)為本振激勵下的流過二極管的大信號電流，它包含直流和本振基波其諧波項(xiàng)。展開式中的其他各項(xiàng)為二極管中的小信號成分，當(dāng)uS很小時(shí)，可僅取第二項(xiàng)。由式(3-9)可知，f(E0+UL cosLt)是在本振激勵下二極管所呈現(xiàn)的時(shí)變電導(dǎo)g(t)。由式(3-7)式(3-9)可知，二極管中的小信號成分近似為 混頻器電流的主要頻譜如圖3-4所示，并用虛線畫出了混頻電流中的大信號成分，即直流、本振基波及本振各次諧波。 圖 3-4混頻器電流的主要頻譜(設(shè)0=SL)從上分析可見：(1) 在混頻器中產(chǎn)生了無數(shù)的組合頻率分量，若負(fù)載ZL采用中頻帶通濾波器，就可以取出所需的

7、中頻分量而將其他組合頻率濾掉。(2) 從式(3-10)可得中頻分量振幅為I0=g1US中頻電流振幅與輸入信號振幅US成比例，即在小信號時(shí)，混頻輸入端與輸出端的分量振幅之間具有線性關(guān)系。(3) 混頻過程中，本振是強(qiáng)信號，它產(chǎn)生了無數(shù)的諧波，但其諧波功率大約隨1/n2變化(n為諧波次數(shù))，因此混頻電流的組合分量強(qiáng)度隨n的增加而很快地減少。 通常只有當(dāng)本振基波L和2次諧波2L分量足夠大時(shí)，才會對變頻效率的影響較大。因此，我們只討論幾個(gè)特殊的頻率分量：信號頻率與本振頻率產(chǎn)生的和頻+=L+S、差頻0=SL(當(dāng)SL時(shí))或0=LS(當(dāng)LS時(shí))，S與2L產(chǎn)生的鏡像頻率i=2LS=L0分量。由圖3-4可以看出，

8、i是信號相對于本振基頻L的“鏡像”，故稱之為鏡頻，其幅度由g2US決定。i中包含部分有用信號功率，如果在輸入電路中將其反射回二極管并重新與本振混頻，即可再次產(chǎn)生中頻Li=0。 當(dāng)相位選擇合適時(shí)，就能“回收”信號能量，以減小變頻損耗。這是后面要討論的“鏡頻回收問題”。 以上是假設(shè)接收信號較弱情況下的小信號分析，并設(shè)本振與信號初相位均為零。實(shí)際中二者之間有相位差，而且信號可能較強(qiáng)，如雷達(dá)近距離目標(biāo)的反射信號、附近電臺的干擾信號等，在這種情況下，就不能將U2S以上的高次項(xiàng)忽略了。此時(shí)混頻電流的頻譜分量大為增加。下面定性分析信號較強(qiáng)情況下的電流頻譜。為了簡便起見，用指數(shù)形式表達(dá)g(t)函數(shù)。 根據(jù)式(

9、3-8)，考慮初相位L和S，則有 用指數(shù)形式可表示為式中： 。如果定義gngn，則 ，并且y0g0。同樣，信號電壓可以表示為 當(dāng)US較大，不能忽略U2S以上各項(xiàng)時(shí)，則式(3-9)最終可寫為 式中：是每個(gè)nL+mS頻率分量的復(fù)振幅。因?yàn)閕(t)是時(shí)間的實(shí)函數(shù)，所以有 從式(3-14)中可得到實(shí)數(shù)中頻電流為?？梢?，當(dāng)信號較強(qiáng)時(shí)，混頻電流i(t)中包括信號(S)和本振(L)所有可能的各次諧波組合，它比小信號時(shí)的組合分量豐富得多，從而消耗更多的信號功率，使變頻損耗增加，并產(chǎn)生各種變頻干擾和失真。因此，在設(shè)計(jì)混頻電路時(shí)，應(yīng)考慮如何抑制部分組合頻率成分，以改善混頻器的性能。 混頻器等效網(wǎng)絡(luò)上面求混頻產(chǎn)生的

10、小信號電流i(t)時(shí)，僅計(jì)算了接收信號vS(t)和本振的所謂“一次混頻”， 而未考慮混頻產(chǎn)物的反作用。在實(shí)際工作中，至少要考慮中頻0和鏡頻i的反作用，實(shí)際的混頻器電路可以等效為圖3-5所示的簡化電路。加在二極管上的電壓為本振電壓：uL(t)=UL cosLt信號電壓：uS(t)=US sinSt中頻電壓：u0(t)=U0 sin0t鏡頻電壓：ui(t)=Ui sinit 圖 3-5加在混頻二極管上的電壓其中：u0(t)和ui(t)取負(fù)號是因?yàn)榛祛l電流i在中頻電阻R0和鏡頻電阻Ri上產(chǎn)生的電壓降反向加到二極管上。在這些電壓中，本振是大信號，其余幅值都很小，本振和直流偏壓決定二極管的工作點(diǎn)，混頻器

11、的工作狀態(tài)可看成是大信號uL上疊加了小信號uS、u0和ui。這時(shí)流過二極管的電流為i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+u)式中：u=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信號電流為iD小= f(E0+uL)u=g(t)u = (g0+2g1 cosLt+2g2 cos2Lt+)(US sinStU0 sin0tUi sinit) =g0US sinStg0U0 sin0tg0Ui sinit +g1US sin(L+S)t+g1US sin(SL)t g1U0 sin(L+0)t+g1U0 sin(L0)t +g1Ui sin(Li)tg1Ui sin(L+i)

12、t +g2US sin(2L+S)tg2US sin(2LS)t g2U0 sin(2L+0)t+g2U0 sin(2L0)t g2Ui sin(2L+i)t+g2Ui sin(2Li)t (3-15) 從式(3-15)中取出信頻、中頻和鏡頻電流，它們的幅值分別為 IS=g0USg1U0+g2Ui I0=g1USg0U0+g1Ui Ii=g2US+g1U0g0Ui式(3-16)是一個(gè)三端口網(wǎng)絡(luò)的線性方程組。三個(gè)端口分別為信號端、中頻端和鏡頻端。由此畫出的混頻器的等效電路如圖3-6(a)所示。 圖 3-6混頻器的等效電路(a) 等效電路；(b) 三端口網(wǎng)絡(luò)如果將電導(dǎo)數(shù)值用網(wǎng)絡(luò)g表示，則圖3-6(

13、a)可畫成圖3-6(b)所示的三端口網(wǎng)絡(luò)形式，同時(shí)還可將式(3-16)寫成矩陣形式: 或?qū)憺镮=gU (3-18) 式中：g稱為混頻器的導(dǎo)納矩陣，它是研究混頻器電路的重要參數(shù)。以上過程將含有非線性元件(混頻二極管)的單端口網(wǎng)絡(luò)表示為一個(gè)三端口的線性網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)既反映了混頻器的非線性頻率變換作用，又給出了頻率變換后各小信號成分的幅度之間的線性關(guān)系。網(wǎng)絡(luò)的導(dǎo)納矩陣g僅由二極管的特性和二極管的大信號激勵條件所決定，而與小信號成分的幅度大小無關(guān)。 最后必須指出，以上僅是由混頻器核心部分g(t)所建立的小信號網(wǎng)絡(luò)方程，忽略了非線性電容Cj(t)的變頻效應(yīng)，所以不夠完善，但它不影響對混頻器的基本分析，嚴(yán)格

14、的理論分析這里不再討論。 3、微波混頻器典型電路微波混頻器的基本電路包括單端混頻器、平衡混頻器和雙平衡混頻器，在這些基本混頻器電路的基礎(chǔ)上增加鏡像信號處理技術(shù)就可構(gòu)成鏡像回收混頻器，包括濾波器式鏡像回收混頻器和平衡式鏡像回收混頻器。為了保證有效地進(jìn)行混頻，微波混頻器的基本電路都應(yīng)滿足以下幾項(xiàng)主要原則： 信號功率和本振功率應(yīng)能同時(shí)加到二極管上，二極管要有直流通路和中頻輸出回路； 二極管和信號回路應(yīng)盡可能做到匹配，以便獲得較大的信號功率； 本機(jī)振蕩器與混頻器之間的耦合應(yīng)能調(diào)節(jié)，以便選擇合適的工作狀態(tài)； 中頻輸出端應(yīng)能濾掉高頻信號，以防止?jié)B入中頻放大器。 單混頻基本電路：1定向耦合器；2阻抗變換器；

15、3相移線段；4阻性混頻二極管;5高頻旁路；6半環(huán)電感及縫隙電容；7中頻和直流通路；8匹配負(fù)載微帶環(huán)形橋平衡混頻器反相型微帶平衡混頻器(a) 采用3 dB環(huán)形橋；(b) 采用1/4波長延長臂的分支線定向耦合器微波雙平衡混頻器雙平衡混頻器電路(a) 低頻電路；(b) 等效電路二、微波晶體管放大器設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)微波放大器的過程就是根據(jù)應(yīng)用條件、技術(shù)指標(biāo)要求完成以下步驟：首先選擇合適的晶體管，然后確定S和L，再設(shè)計(jì)能夠給出S和L的輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，最后用合適的微波結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，目前主要是采用微帶電路。對于小信號微波放大器的設(shè)計(jì)，主要有低噪聲設(shè)計(jì)、單向化設(shè)計(jì)、雙共軛匹配設(shè)計(jì)、等增益設(shè)計(jì)、寬頻帶設(shè)計(jì)等方法。 微波

16、晶體管放大器性能的好壞，首先取決于晶體管本身的性能，第二取決于晶體管S參數(shù)測量的精度，第三取決于設(shè)計(jì)方法的優(yōu)劣。所以設(shè)計(jì)微波晶體管放大器的任務(wù)是要在給定的工作頻帶內(nèi)設(shè)計(jì)輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，除滿足一定的增益、噪聲系數(shù)要求外，還需滿足輸入、輸出駐波比的要求。設(shè)計(jì)指標(biāo) 頻率范圍。增益。噪聲。其他：動態(tài)范圍、功率、電源、接口條件、體積、重量、溫度范圍、振動、沖擊、鹽霧、循環(huán)濕熱等。設(shè)計(jì)步驟 (1) 選晶體管。一般要求晶體管的特征頻率fT不低于35倍的工作頻率。 (2) 確定電路形式及工作狀態(tài)。一般選用共射(共源)組態(tài)，根據(jù)噪聲系數(shù)、增益和動態(tài)范圍來確定偏壓和電流大小。(3) 判斷穩(wěn)定性。測量晶體管的S

17、、Fmin、op(或由廠商給出)，判斷其穩(wěn)定性。(4) 設(shè)計(jì)輸入和輸出匹配電路。根據(jù)需要設(shè)計(jì)出LNA或高增益的匹配網(wǎng)絡(luò)。 放大器設(shè)計(jì)過程可以總結(jié)為下圖所示的流程圖。 微波晶體管的S參數(shù)工作在微波波段的晶體管，其內(nèi)部參數(shù)是一種分布參數(shù)，對于某特定頻率可以用集總參量來等效，但是用這種等效電路進(jìn)行分析很難得到一個(gè)明確的結(jié)論，且計(jì)算繁瑣，也很難測得等效電路各參數(shù)值。因此這種等效電路可以用來說明微波晶體管工作的物理過程，但不便用來計(jì)算。為便于工程應(yīng)用，常把在小信號工作狀態(tài)下的微波晶體管看成是一個(gè)線性有源二端口網(wǎng)絡(luò)，并采用S參數(shù)來表征微波晶體管的外部特性。 用S參數(shù)表示微波晶體管特性設(shè)輸入端和輸出端所接傳

18、輸線的特性阻抗均為50 ，ZL為終端負(fù)載阻抗，ZS為信號源阻抗，Ui1、Ur1和Ui2、Ur2分別表示輸入端口和輸出端口的入射波、反射波，a1、a2為歸一化入射波，b1、b2為歸一化反射波，即 可寫出線性網(wǎng)絡(luò)方程為 b1=S11a1+S12a2 b2=S21a1+S22a2 根據(jù)S參數(shù)定義得到 可以按定義測量晶體管的S參數(shù)，式中S11是晶體管輸出端接匹配負(fù)載時(shí)的輸入端電壓反射系數(shù)；S22是晶體管輸入端接匹配負(fù)載時(shí)的輸出端電壓反射系數(shù)；S21是晶體管輸出端接匹配負(fù)載時(shí)的正向傳輸系數(shù)；S12是晶體管輸入端接匹配負(fù)載時(shí)的反向傳輸系數(shù)。 因S21S12，故有源器件二端口網(wǎng)絡(luò)是非互易網(wǎng)絡(luò)。一般可用微波網(wǎng)絡(luò)分析儀測量管芯或封裝后的器件S參數(shù)。從實(shí)測數(shù)據(jù)中可知，S參數(shù)隨頻率而變化，因此，必須在使用頻率和具體電壓、電流工作點(diǎn)情況下，測量器件的S參數(shù)，作為設(shè)計(jì)放大器的依據(jù)。 微波晶體管放大器的噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)是小信號微波放大器的另一重要性能指標(biāo)，前面分析器件的噪聲特性時(shí)，僅從本征晶體管的等效電路出發(fā)，沒有考慮寄生參量的影響。但考慮寄生參量后，再用等效電路來計(jì)算實(shí)際放大