順向式變壓器設計原理

1、順向式變壓器設計原理(Forward Transformer Design Theory)第一節(jié) . 概述 .順向式 (Forward)轉換器又稱單端正激式或 "buck" 式轉換器 .因其在原邊繞組接通電源 VIN 的同時 繞組把能量傳遞到輸出端故而得名 . Forward 變換器中的變壓器是一個純粹的隔離變壓器. 因此,在副邊輸出端須附加儲能電感器 L, 用以儲存及傳送能量 .Forward 變壓器之轉換功率通常在 50500W 之間 .其優(yōu)點有 :1. 正激式變壓器通常使用無氣隙的 CORE,電感值 L 較高 ,原副邊繞組之峰值電流較小 ( =LI)因. 而銅損較小

2、. 2. 開關管 Tr的峰值電流較低 .開關損耗小 . 3. 適用于低壓 .大電流 .功率較大的場合 . 第二節(jié) . 工作原理正激變換器的主回路如圖 1.當開關管 Tr導通時原邊繞組 Np有電流 I p流過.,因副邊繞組 Ns與 Np有相同的同銘端 .故副邊繞組通 過 D2把能量傳遞到輸出端 .當 Tr 關斷時續(xù)流二極管 D 3導通釋放電感 L 中的能量給負載 .在 Tr ton時,變壓 器原邊電流 I p=I m+I load.其中磁化電流 Im是無法傳送到副邊的能量 . 在 Tr toff期間此磁能無法被泄放 ,磁 化能量將引起較高的反壓加在 Tr 之 C . E 極間而損壞 Tr.另一方

3、面磁化能量的存在將使變壓器CORE 趨于飽和 , 產生很大的集電極電流 Ic, 使 Tr損壞.為解決上述問題 ,通常在變壓器中設置一消磁繞組 NR, 將 磁化能量反饋到電源輸入端 .當 Tr ton時,儲能電感 L內的電流將直線增加 ,如下式所示 : diL / dt=V s-V o / L而 Tr 集電極電流 Ic=Ip 可用下式表示 : Ic = Ip= I load +I m = IL / n+(T S* Dmax*V IN) / L式中 n: 初級與次級之匝數比 (Np/Ns) IL: 輸出電感電流 ,即輸出負載電流 .(A)Im: 磁化電流 .(A) Ts: 工作周期 . Ts=1/

4、fs (s)Dmax: 最大導通占空比 (D max = t on/T s)L: 輸出電感器之電感值 (uH)VIN: 輸入直流電壓 (V)變壓器磁化電流可由下式求得 :Im = V IN *t on / Lm = V IN*T S*D max / Lm因為 Vout = D max*V IN / n( U= e=N*d/dt= N*Ae dB / dt=d/dt=Ldi/dt)而V IN = n*V out / Dmax 所以 Im = 0t VIN*dt / L = n*T S*V out / L m則 Ic 之關系式可改寫為 : Ic= Ip = IL / n+n*Ts*V out /

5、Lm若忽略磁化電流部分 ,原邊峰值電流 Ic 為:Ic = Ip = IL / n = 2Pout / ( I*NV*D max)式中 IL=Io :負截電流 (A) ; Pout: 輸出功率 Pout=Vo*I o (W)設= 80%. Dmax=0.4. 則 Ic = 6.2Pout / VIN當 Tr 導通時間結束時 ,副邊峰值電流 Is 為 :Is = IL+ton*(Vs-Vo+Vf) / 2L Vf: 二極管正向壓降 .在能量轉換過程中 ,次級電流對磁芯起去磁作用 ,初級電流僅有很小一部分用來磁化磁芯 .依據變 壓器原理 ,次級在初級有反射電流 I's.I's =

6、Ns*Is / N p = Is/n則Np* I's= -Ns*Is如果激磁電感 Lm為常數,激磁電流 I m線性增長 ,并等于原邊電流與反射電流之差 :Im = V IN*ton / L m = Ip-I's = (I p -Is*Ns) / N p磁化電流在導通時間結束時達到最大 ,當 Tr toff時,副邊感應電勢反向 ,二級體 D2截止.Is=0, ton 期間存 儲在磁場中的激磁能量 ER=(LI 2m / 2)在 toff時應有釋放通路 ,且須保持與儲能時間相同 .因為當正.負伏秒 值相同時 Im方才等于零 ,如此 ,復位時間 tr為tr V IN *t on /

7、ER N R*t on / Np式中 NR為消磁繞組圈數 .因為 NR=Np. 則 trton, 所以 Dmax 需低于 50%第三節(jié) . Forward 變壓器設計方法 .一 . Forward Transfotmer 設計時之考慮因素 :1. 鐵芯飽和問題 .選用飽和磁通密度 Bs盡量高 ,剩余磁通 Br 盡量低的 CORE,使其能承受大的磁場 也就是大的電流 ,實現(xiàn)小體積大功率 .2. 電壓的準位性 .在多路輸出變壓器中 ,各繞組的伏特秒盡量保證一致 ,各繞組之電流密度應保持一致 ,使損耗有相同值 .3. 傳輸功率 .應考量在額定輸出功率下應留有一定余量,通常功率余量不應小于 10%.4

8、. 電流容量 . 有足夠的電流容量 ,以減小耗損 .5. 工作頻率 . 將決定 CORE 的 B 和導線直徑 .6. 磁化電流 Im .應使磁化電流盡可能低 ,激磁電感盡量大 .所以需用高磁導率的 CORE.7. 損耗 P . (P =Pfe+Pcu)a. 銅損 Pcu 包括低頻損耗和高頻損耗 ,低頻損耗很容易計算 ,也比較容易解決 ,通過增大導體截面 積減小 RDC 即可降低損耗 .線圈的高頻損耗因涉及渦流損耗 .趨膚效應 ,鄰近效應等問題很難精確確定 .2Pcu=I rms*R HF(RHF: 高頻時導體的有效阻抗 )從上式可見有效電流 Irms正比于 Pcu,而 I rms=I pp D

9、. 即 Pcu正比于 D,反比于 VIN .在 V IN最低時 Pcu最大.b. 鐵損 PFe 又包括磁滯損和渦流損 .磁滯損正比于頻率和磁感應擺幅 B. 渦流損與每匝伏特數 和占空度 D有關,而與頻率無關 .V IN=Np d / dt 即 VIN/Np=d/dt .可見渦流損耗與磁通變化率成正比 .8. 溫升 . 變壓器損耗使得線圈與磁芯溫度升高 ,溫升又使損耗盡一步增加 ,. 如此惡性循環(huán)將導致 變壓器損壞 .因此 ,設計時必須限制溫升在一個可接受的范圍.變壓器溫升循環(huán)圖如圖 2.溫升對 CORE 之功率損失特性圖參照各廠商之 DATA BOOK.9. 漏電感 .在實際變壓器中 .因磁通

10、的不完全耦合而產生漏磁通 . 轉換成漏電感形式存在變壓器中 , 漏電感 Lk 之關系式 LK= uo*ur*A*N2 / *10 -2上式中: L K :漏電感:銅窗之排線寬度 (cm) A: 兩繞組間之剖面積 (cm)ur=1 相對磁導率 .uo= 4 *1-07N: 匝數因漏感是一個限制電流 Ip 通過的阻抗 .所以它將影響變壓器的電壓準位特性 .同時漏電感所存能量 在 Tr off 時將釋放 ,產生尖峰電壓 , 造成組件損壞和電磁干擾 ,采用吸收電路后將使效率降低 ,因此在設計 變壓器時 ,應于 CORE 選擇 .繞組結構 ,工藝工法上設法減小漏感 .10. 分布電容 .或稱雜散電容 .

11、分布電容的存在在電源轉換過程中 , 會傳輸繞組間的共模噪聲 ,增加 原副邊的漏電流 .在通信變壓器中 ,雜散電容影響信號的頻率響應 .高頻變壓器中的雜散電容包括 a. CW to CORE .b. CW to W .c. CLaye to Layed. C 匝間 等 .因降低雜散電容與減小漏感相互矛盾 .故設計時須根據用途權衡利弊做取舍溫度升高Bmax下降下降Lm下降T=23.5P/ AP or t=Rth*PBm =Bs - Br=B/H2Lm=KN2Im上升Im=(V IN*t on)/L mIp上升Ip=I m+I LoadB上升 ,鐵損上升 I2R增大,Pcu上升B= H= *(0.4

12、 NeI)/L特性評估P=Pcu+Pfe至 CORE 達溫升太高而飽和圖 2. 變壓器溫升循環(huán)圖. 變壓器設計流程決定 CORE 材質決定 CORE 規(guī)格高 Bs, 低損耗 , 低成本4AP = PS * 104 / (2B f J Ku)設計圈數比初次級圈數設計計算線徑溫升計算n = V IN Dmax / (V o +V f)Np = V IN ton / ( B A e) ; Ns = Np / ndw = (4Aw/ )t = 23.5P / AP決定繞線結構特性評估綜合考慮 LK, C分布, 易制性 .效率 ,頻寬,電壓準位 .EMI.第四節(jié) . Forward Transforme

13、r 設計實例 . 設計步驟 :step0SPEC: VIN fsVoIoPo 限制 .step1 選擇 core材質 .決定 B.step2 計算 core之 AP 值,確定 core型號規(guī)格 .step3計算 Np Ns.step4計算線徑 dw, 估算銅窗占有率.step5估算損耗 . 溫升 .step6結構設計.step7樣品制作.step8性能評估(DQ).設計舉例 :Step0 取得相關規(guī)格 (SPEC)例 : 155W PC PowerMAIN X'FMRSPEC: INPUT: AC 180265V50HZOUTPUT: DC+5V-15A+3.3V-12A100W MA

14、X TOALT155W+12V-4.2A 68%, fs: 100KHZ; 電路接線圖如圖 3. 風冷散熱 .Step1 選擇 core材質.決定 B.功率變壓器所用功率鐵芯應選擇高 i.低損. 高 Bs材料.目前因軟磁鐵氧體具備以上要求而被得以 廣泛應用 .在此選用 TDK 之 PC40 材質.其相關參數 :Pcv: 410 kw/m3 100KHZ 正弦波i : 2300 2±5%Bs : 390mTBr : 55mT 100 因 Forward電路之磁芯為單向磁化 ,要使 core不飽和 ,磁芯中磁通密度最大變化量為 : B<Bs-Br.故 PC40材之 B=390-55

15、=335mT.但實際應用中由于有高溫效應 ,瞬變情況等引起 Bs, Br的變化 ,使 B動態(tài) 范圍變小而出現(xiàn)飽和 ,因此 ,設計時必須留一些安全空間 ,通常選擇 75%(Bs-Br),用以限制飽和 ,此方法可 使Pfe略小于 Pcu. B選得過小會使匝數增加 ,Pcu增大,產品體積變大 ,但 B選得過高 ,則Pfe將增加.且易飽 和.PC40材最高可取 B=300MT. 此時 Pfe稍高,可調節(jié)電路導通比 ton/Ts (D)來解決鐵損問題 .本例選擇 75%Bm: B=(390-55)*0.75 251mT 0.25T.Step2 確定 core AP 值.決定 core 規(guī)格型號 .AP=

16、A W*Ae=(Ps*10 4)/(2 Bs*fJ*K u) 式中AW: core之銅窗面積 . ( cm2)Ae: core 有效截面積 . ( cm2) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W ) Ps=Po/+正P激o 式 ( )B: 磁感應增量 ( T ) fs : 變壓器工作頻率 ( HZ )J : 電流密度 ( A ) .根據散熱方式不同可取 300600 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數 . 取 0.2.本例選擇 : B=0.25Tf s=100*10 3 HZJ=400A/cm 24 3 4AP=(155 0.68+155)*1÷0 4/(2*0.25*100*10 3

17、*400*0.2)=0.96cm 4上式中之銅窗占有系數 Ku 是以 0.4A W 可用 ,且原副邊繞組各占用 50% 而定的 .若副邊繞組數過多或 占用率超過可用空間的一半時 ,可適當調大 AP 值選擇 CORE 規(guī)格 .查閱 TDK DATA BOOK. 選用 CORE ERL28 PC40 其參數為 :4 2 2 3AP=1.20 cm4 Ae=81.4 mm2 Aw=148mm 2 Ve=6143mm 3 AL=2520 ±25% Pt=228WStep3 計算 Np Ns.(1) . 計算匝比 n = Np / Ns設 Dmax = 0.35n = Np / Ns = V

18、i / Vo = Vin (min)*D max / (V o+V f)式中 VIN(min)=180*0.9* -202=209 VDCVf : 二極管正向壓降n=(209*0.35)/(5+1)=12.19 12CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)=12(5+1)/209=0.344 0.34(2) . 計算 NpNp=Vin (min)*ton/( B*Ae) = 209*0.34*(1/100*10335TS2ton=D max* Ts (us) Ae ：有效截面積 (mm2)Ts=1 / fs (us)(3) . 計算 Ns5vNs = Np / n =

19、35 12 = 2.92÷取 整為 TS(4). CHECK Np (以 Ns驗算 Np) Np = Ns*n = 3*12 = 36TS取 Np = 36TS從電路原理圖可知 ,本例之 3.3V 與 5V使用同一副邊繞組 . +3.3V 另加磁放大器調整故不再計 算 Ns3.3.(5).計算 Ns12VNs12V=(Vo+V f)*Np*Ts/Vin(min)*t on=(12+1)*36*10/209*3.4=6.597TS(6).確定 NRNR = Np = 36TS通過本步序 Np Ns 已全部確定須再 CHECK B 之選擇合理性Np=36TSN R=36TSNs5=3TS

20、Ns12=7TSB=Vin (min) *D max*Ts / (Np*Ae) = (209*304*10)/36*81.4=0.24T B+Br < Bs0.24 + 0.055 = 0.295< 0.39 OKStep4 計算線徑 dw(1) . 求初級線徑 dwpIp = Pi / VL = Po / ( *mDax*V IN) 3.21AIprms= Ip* D = 3.21* =A2Awp = I/J = 1.87/5 = 0.374mm 2dwp= (4Awp/ ) (4*0.374/3.14)= 0.69mm0.7mm or 0.45*2(2) . 求 NR 繞組線徑

21、 dwR.2NR = 36TSL = N2*ALL = 36 2*2520*0.75 = 2.4mHIm = V IN*t on / L = (209*3.4) / (2.4*10 3) 0.3A2AWN = 0.3 / 5 = 0.06mm2dw N= (4*0.06/3.14) = 0.276mm 0.28mm(3) . 求繞組 Ns5之線徑 dws5Aws5 = I / J因+3.3V 與 5V為同一繞組 , 功率限制為 100W.故可近似求得 Io=100/5=20AIsrms=20* 0.34=11.7 A Aws5= 11.7 / 5 = 2.34mm2此導體截面積較大 ,不適合圓

22、銅線繞制 ,采用銅片 .查 ERL28 BOBBIN 幅寬 22.3mm±0.3mm.考量 扣除擋墻約 4mm,則有 22 - 4=18mm 之可繞寬度 ,預留適當空間 (1mm) 則 :2.34mm2 ÷ 17mm = 0.14mm選擇： 6mils*17mm 之 copper foil.(4) . 求繞組 Ns12 之線徑 dws12Irms = Io* mDax = 4.2* 0.34 = 2.45 AAws12 = 2.45 ÷5 = 0.49mm2dws12 = (4*0.49 / 3.14) = 0.79mm 0.80mm考量 fs100KHZ . 頻

23、率較高 .估算趨膚效應時之電流穿透深度 66.1/ f=66.1÷100000=0.209mm此為 20之穿透深度100約為 0.25mm則可調整 dws12 = 4* 0.4mm.Step5 估算溫升 ,損耗 .(1) . 銅損 Pcu Pcu=I2RPcu = 2I2prms*Np*l p*X式中. Iprms 原邊有效電流 (A)Np 初級匝數 lp 線圈平均匝長 (cm) ERL28 之 l p=4.88X 100 時之銅阻 /cm上式是以 2 倍原邊銅損為估算基準 ,求得之 Pcu2Pcu = 2*1.41 20.46W(2) . 鐵芯損耗 PfePfe=PV *P ePV:單位體積損耗 W/cm3 Ve: core 體積 cm3PV 可從供貨商之 DATA BOOK 查得 ,查 TDK DATA BOOK 可知當 B=0.24T fs=100KHZ時 PV 0.41W/cm