注入式混合型有源電力濾波器的電流控制新策略_圖文_百度文庫

1、 52 180 21 次諧波(1 050 Hz 中 國 電 機 工 程 學(xué) 報 第 28 卷 120 60 A 7 次諧波(350 Hz 基波(50 Hz 0 0 150 延時/s 300 圖 8 補償殘余度、諧波次數(shù)和延時的關(guān)系圖 Fig. 8 Relational graph of Compensates residue, harmonic order and time delay 變換矩陣進行修改，補入式(24所示的系統(tǒng)延時引 起的電角度n： E/A iL0-b/A is-b/kA E/A iL0-b/A is-b/kA 高，補償殘余度越大；對于任意次諧波， 延時越大， 補償殘余度也越大

2、。對電網(wǎng)含有多次諧波電流的情 況，同理可從理論上分析延時對有源電力濾波器補 償性能的影響。 為徹底解決系統(tǒng)延時問題，對 ipn 和 ipn 旋轉(zhuǎn)反 比例系數(shù) KP 的預(yù)設(shè)初始值為 5， PI 控制算法仿真中， 積分系數(shù)為 KI 的初始值為 0.2，開關(guān)模式都采用三 角波調(diào)制方法獲取，三角波幅值為80+80，頻率 為 10 kHz 。在實驗中，IHAPF 分兩級投入，無源 濾波器在開始時就投入，有源部分于 0.21s 時投入 電網(wǎng)，以避免注入諧振支路投入瞬間的振蕩高壓對 有源部分的沖擊。 圖 9 給出 0.560.6 s 時 b 相電網(wǎng)電流 is-b、逆變 器輸出電流 iL0-b 及電網(wǎng)側(cè)實際諧

3、波電流對參考電流 0 的跟蹤誤差 E 的波形和頻譜，圖中 E 的頻譜數(shù)據(jù) 如表 3 所示。 3 0 3 100 0 100 100 0 100 560 補償殘余度/% 580 600 t/ms (a 不分次補償相位時遞推積分 PI 控制波形 sin( nt + n cos( n t + n C n 1 = cos( nt + n sin( n t + n (30 ipn 和 ipn 分量經(jīng)過修改矩陣 C n1 的反變換之 4 仿真研究及工程應(yīng)用 E/A iL0-b/A is-b/kA 后， 再經(jīng)過 C23 變換， 即得到無電角度延時的當(dāng)前諧 0 1 3 /2 。 波值。這里， C 23 = 2

4、 / 3 1/ 2 1/ 2 3 / 2 如果要同時選擇檢測某幾次諧波時，可如圖 7 中所示，進行并行檢測后再相加即可。 2 1 0 30 15 0 15.0 7.5 0.0 3 5 頻率/kHz (b 不分次補償相位時遞推積分 PI 控制頻譜 1 3 0 3 100 0 100 15 0 15 560 15.13 mH、76.86 F 和 30，5 次單調(diào)諧濾波器的電 感、電容和 Q 值分別為 6.3 mH、66.3 F 和 30。逆 變器直流側(cè)電壓為 600 V，輸出濾波器的電感 L0 和 電容 C0 分別為 0.5 mH 和 120 F。在模糊遞推積分 E/A iL0-b/A is-b/

5、kA 為對分次相角預(yù)補償?shù)闹C波檢測方法和模糊 利用 PSIM6.0 遞推積分 PI 控制的優(yōu)越性進行驗證， 軟件進行仿真。設(shè)電網(wǎng)的參數(shù)為：三相電源線電壓 為 10 kV，頻率為 50 Hz；負(fù)載為 2、3、5 和 7 次諧 波電流，其值分別為 50、50、100 和 30 A；所需補 償?shù)臒o功容量為 9 000 kvar。 無源部分的參數(shù)為： 電 C2 和電感 L1 構(gòu)成 2 次單調(diào)諧無源濾波支路， 容 C1、 C1、 L1 和 C2 分別為 500 F、 29.77 mH 和 166.67 F， 無源濾波器組包括 3 和 5 次單調(diào)諧濾波 Q 值為 30； 器，3 次單調(diào)諧濾波器的電感、電容

6、和 Q 值分別為 580 600 t/ms (c 分次補償相位時遞推積分 PI 控制波形 E/A iL0-b/A is-b/kA 2 1 0 30 15 0 8 4 0 5 3 頻率/kHz (d 分次補償相位時遞推積分 PI 控制頻譜 1 3 0 3 100 0 100 15 0 15 560 580 600 t/ms (e 分次補償相位時模糊遞推積分 PI 控制波形 第 36 期 E/A iL0-b/A is-b/kA 2 1 0 30 15 0 4 2 0 漆銘鈞等： 注入式混合型有源電力濾波器的電流控制新策略 53 3 5 頻率/kHz (f 分次補償相位時模糊遞推積分 PI 控制頻譜

7、 1 Fig. 9 圖 9 電流仿真波形對比 Comparison of simulation current waveforms 表 3 網(wǎng)側(cè)諧波電流跟蹤誤差 E 的頻譜數(shù)據(jù) Tab. 3 Spectrum data of tracking harmonic A current error E 諧波次數(shù) 基波 2次 3次 5次 7次 圖 9(b 2.8 15.5 6.0 3.6 1.8 圖 9(d 1.50 6.90 3.10 0.52 1.00 圖 9(f 1.00 4.60 1.40 0.51 1.00 和 13 次單調(diào)諧濾波器組成，整條注入支路諧振在 300 Hz 。各參數(shù)如下： 11

8、 次無源支路中，電感 L11=1.77 mH，電容 C11=49.75 F，品質(zhì)因數(shù) Q=35； 13 次 無 源 支 路 中 ， 電 感 L13=1.37 mH ， 電 容 C13=44.76 F,品質(zhì)因數(shù) Q=35；諧振注入支路中，電 容 C1=349.2 F，C2=116.8 F，電感 L1=29.77 mH， 品質(zhì)因數(shù) Q=50；輸出濾波器中，電感 L0=0.2 mH； 電容 C0=60 F。 濾波器投入前后電網(wǎng)側(cè)電流的波形和頻譜如 圖 11 所示。濾波器投入前，網(wǎng)側(cè)電流中 5、7、11 和 13 次諧波的畸變率分別為 18.82% 、 9.20%、 15.04%和 11.52%； 在

9、無源部分投入后畸變率分別下 降為 9.76%、8.62%、 4.10%和 1.48%；在有源部 分投入后，畸變率進一步下降為 0.85%、1.22%、 0.72%和 0.55%，濾波效果顯著。 電網(wǎng)電流畸變率/% 300 0 300 0.0 0 電網(wǎng)電流畸變率/% 電網(wǎng)電流/A 從圖 9 和表 3 中可看出，采用相位分頻預(yù)補償 時的遞推積分 PI 控制效果明顯好于相位不補償時 的效果，濾波后電網(wǎng)諧波含量最小。而相位不補償 時的控制跟蹤誤差相對較大，接近相位補償時的 3 倍，濾波效果相對差一些。同時也可看出，模糊算 法對遞推積分 PI 系數(shù)的調(diào)整對穩(wěn)態(tài)后的跟蹤精度 沒有太大影響。 圖 10 給出

10、在 00.6 s 時段內(nèi)，b 相電網(wǎng)側(cè)諧波 由圖可知， 電流對參考信號 0 的跟蹤誤差 E 的波形。 采用單純的遞推積分 PI 控制時， 需要相對較長的時 間才能使電流跟蹤誤差較小，而采用模糊算法對遞 推積分 PI 控制的系數(shù)進行在線調(diào)整后， 電流跟蹤速 度大大加快，在有源部分剛剛投入的 0.21 s 處，其 E 就減小到25 A 以內(nèi)。 E/A 0.3 0.6 t/s (a 一般遞推積分 PI 控制時的波形 500 電網(wǎng)電流/A 100 0 50 500 0 0 電網(wǎng)電流畸變率/% 500 電網(wǎng)電流/A 0 20 40 0 t/ms (a 補償前電網(wǎng)側(cè)電流 100 6 電流次數(shù) 12 50

11、500 0 0 20 40 0 6 t/ms 電流次數(shù) (b 無源部分投入后電網(wǎng)側(cè)電流 100 12 500 50 500 0 300 0 300 0.0 0 20 40 0 6 t/ms 電流次數(shù) (c 整個 IHAPF 投入后電網(wǎng)側(cè)電流 12 E/A 0.3 0.6 t/s (b 模糊遞推積分 PI 控制時的波形 圖 11 系統(tǒng)電網(wǎng)側(cè)電流波形和頻譜 Fig. 11 System current waveform and spectrum Fig. 10 圖 10 電流跟蹤誤差波形對比圖 Comparison of tracking harmonic current errors 5 結(jié)論 綜合以上仿真分析可知， 遞推積分 PI 控制適用 而采用模糊算法對其系 于 IHAPF 的電流閉環(huán)控制， 數(shù)的在線調(diào)整改善了其動態(tài)性能，相位分頻預(yù)補償 則提高了其控制精度。 本文提出的