矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器控制策略.docx

1、電工技術(shù)學報TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYDOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.L80530矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器控制策略梅楊黃偉超劉子毓（北方工業(yè)大學北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心北京100144）摘要針對矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器，提出一種控制策略，即前級矩陣變換電路和后級全橋電路的調(diào)制策略以及矩陣變換器雙向開關(guān)的換流方法。其中，前級矩陣變換電路的調(diào)制基于雙線電壓調(diào)制思路，對扇區(qū)進行重新劃分，調(diào)整和優(yōu)化開關(guān)狀態(tài)選擇，以滿足簡化換流需求，后級全橋電路根據(jù)前級矩陣變換電路的調(diào)制策略，配合前級調(diào)節(jié)脈沖寬

2、度進行協(xié)調(diào)控制，雙向開關(guān)換流采用基于交流電壓相對大小的兩步換流方法。仿真和實驗結(jié)果表明，在整流和逆變模式下，矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器均能保證網(wǎng)側(cè)電流正弦，功率因數(shù)接近于1，輸出電壓電流可以保持恒定。由此證明，提出的控制策略，可實現(xiàn)變換器能量雙向變換，且輸入輸出性能優(yōu)良。關(guān)鍵詞：AC-DC變換器矩陣變換器控制策略隔離型中圖分類號：TM46BidirectionalandIsolatedAC-DCConverterBasedonReducedMatrixConverterMeiYangHuangWeichaoLiuZiyu(InverterTechnologyEngineeringRese

3、archCenterofBeijingNorthChinaUniversityofTechnologyUniversityBeijing100144China)AbstractInthispaper,acontrolstrategyisproposedforthematrixisolatedbi-directionalAC/DCconverter,includingthemodulationstrategyoffront-endmatrixconvertercircuitandback-endfull-bridgecircuit,andthecommutationmethodforthebi-

4、directionalswitchofmatrixconverter.Basedonthedouble-linevoltagemodulationtheory,themodulationoffront-endmatrixtransformationcircuitrebuildsthesectorrepartition,andadjustsandoptimizestheoptionofswitchingstatetosatisfythesimplifiedcommutationdemand.Theback-endfull-bridgecircuitiscontrolledbyadjustingp

5、ulsewidthaccordingtothepolarityofthematrixconvertercircuitmodulation,andthebi-directionalswitchusesatwo-stepswitchingmethodbasedontherelativesizeofACvoltage.Thesimulationandexperimentalresultsshowthatthegridcurrentissinusoidal,thepowerfactoriscloseto1,andtheoutputvoltage/currentareconstantinrectifie

6、randinvertermodes.Therefore,theproposedstrategyinthispapercanrealizethebidirectionalenergyconversionoftheconverter,andhasexcellentinputandoutputperformance.Keywords：AC-DCconverter,matrixconverter,controlstrategy,isolated國家自然科學基金51477（X）3）和北京市白然科學基金（3192012）資助項目。收稿日期2018-07-01改稿日期2018-11-27交渣電源I圖1I凹旦

7、絲匹砂一直毯里性坐迪SL_曳成彼庭虹述迎壁J輸出I矩陣式隔由型茹jacdc4/s|淀波"我矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器拓撲ii|叔Fig.lAC-DCconverter0引言矩陣式AC-DC變換器作為傳統(tǒng)交交矩陣變換器的一種衍生拓撲，具有高效率、高功率密度、低電流諧波、單位功率因數(shù)等優(yōu)點小引。其中矩陣式隔離型AC-DC變換器是其典型拓撲之一，通過引入高頻變壓器，可實現(xiàn)輸入和輸出之間的電氣隔離，且變壓器體積小、抗干擾能力強、升降壓范圍寬。在體積空間有限的應(yīng)用，如風力發(fā)電、電動汽車充電場合，特別是V2G系統(tǒng)等，具有廣闊應(yīng)用前景孔目前矩陣式隔離型AC-DC變換器的控制策略多沿用傳統(tǒng)矩陣

8、變換器的成熟方法，對前級的三相-單相矩陣變換電路可采用空間矢量脈寬調(diào)制(SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM).正弦PWM等方法，但存在調(diào)制計算復雜、嚴重依賴于輸入電壓質(zhì)量，并且后級的單相整流電路多采用二極管，僅能實現(xiàn)單方向整流運行BE，很難滿足諸如電動汽車V2G充電等雙向能量流動需求。而前級矩陣變換電路中雙向開關(guān)的換流則采用傳統(tǒng)的多步換流，如四步、三步、兩步換流等方法。本文針對矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器，綜合考慮前、后級電路的協(xié)調(diào)分配、雙向電能變換需求以及安全簡化換流要求，提出一種控制策略，并通過仿真和實驗驗證了其正確性和有效性，以及換流的安全性和

9、可靠性。1電路拓撲矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器拓撲如圖1所示，該變換器主要由網(wǎng)側(cè)LC濾波器、前級三相-單相矩陣變換電路、高頻變壓器、后級單相全橋電路四部分組成。其中，網(wǎng)側(cè)LC濾波器用于濾除由于高頻開關(guān)動作產(chǎn)生的輸入電流高頻諧波；前級矩陣變換電路與間接矩陣變換器的整流級電路類似，由6個雙向開美組成，每個雙向開關(guān)由兩個單向可控的開關(guān)管反向串聯(lián)構(gòu)成：高頻變壓器主要實現(xiàn)電Thetopologyofbidirectionalandisolated氣隔離和能量的傳遞，高頻變壓器上無串聯(lián)的電感|,2-141,即將前級變換電路產(chǎn)生的高頻交流電壓升壓/降壓傳輸給后級變換電路：后級變換電路采用4個MOSFET

10、以H橋結(jié)構(gòu)(即全橋結(jié)構(gòu))構(gòu)建而成，可實現(xiàn)高頻交流電能與負載側(cè)直流電能之間的雙向流通。2工作原理圖I中，三相交流電源提供三相平衡正弦電壓為«sa'炳b、Wsc»網(wǎng)側(cè)電流為isa、，sb、isc，前級矩陣變換電路的三相輸入電壓為如、“b、“c，電流為么、ib、/co前級矩陣變換電路輸出連接高頻變壓器-次側(cè),一次電壓為好，一次電流為/Po高頻變壓器二次側(cè)連接后級全橋電路，二次電壓為“S，二次電流為心后級變換電路輸出電壓為"D，輸出電流為電感電流”，由于其采用全橋結(jié)構(gòu)，存在反向二極管通路，因此，必然存在電壓如20。然后經(jīng)過輸出LC濾波器,連接于直流側(cè)負載，負載電壓

11、"DC，電流/DCo前級矩陣變換電路通過控制開關(guān)S叩pSenn可以實現(xiàn)將高頻變壓器一次側(cè)的兩端交替連接到線電壓“ab、Mac'"be、"ba、知、<b上。在網(wǎng)側(cè)電壓«a>“b>“c時，奴是最大的正極性線電壓。當前級矩陣變換電路選擇線電壓Mac連接到高頻變壓器一次側(cè)時，高頻變壓器一次側(cè)的電壓P=心矩陣變換電路選擇線電壓奴時的電流通路如圖2所示。器前優(yōu)陞陣建換電睹變庶器后級全橘電路I輸出IM氣|謔臨|負妓圖2矩陣變換電路選擇線電壓時的電流通路Fig.2Thecurrentpathofthematrixconvertercircuit

12、whenthelinevoltageisselected當電能正向傳輸時，電能從交流電源傳遞至直流負載，變換器工作于整流模式。此時電感電流iL>0o圖2中，“s和/s極性相同，根據(jù)變壓器的輸入輸出電壓電流等量關(guān)系可知一次電壓“p和電流幣極性相同。變換器的前級矩陣變換電路工作于3r/2s交交變頻模式，將電網(wǎng)的三相工頻電壓變換為高頻單相交流電壓，經(jīng)過高頻變壓器隔離變壓后傳輸至后級變換電路，該電路工作于整流狀態(tài)，將單相交流電壓整流為直流電壓，然后經(jīng)過負載側(cè)輸出濾波器后提供給負載。電能反向傳輸時，電能從直流負載傳遞至交流電源，變換器工作于逆變模式。此時，電感電流/,<0。與整流狀態(tài)相反，m

13、s和is極性相反，同樣地，電壓“p和電流iP極性相反。變換器的后級變換電路工作于逆變狀態(tài)，將負載直流電壓升壓逆變?yōu)閱蜗喔哳l交流電壓，經(jīng)過高頻變壓器隔離變壓后傳輸至前級矩陣變換電路，該電路工作于2s/3r交交變頻模式，將高頻單相交流電壓變換為三相工頻電壓，通過網(wǎng)側(cè)LC濾波后反饋回交流電網(wǎng)。由此可以看出，能量流動方向體現(xiàn)在輸出電感Lo上的電流/.的方向，則通過控制iL的方向可有效控制該電路的能量流動方向。3控制策略為提高變換器輸出電壓利用率和系統(tǒng)電能轉(zhuǎn)換效率，保證系統(tǒng)安全穩(wěn)定運行，前級矩陣變換電路采用雙線電壓調(diào)制方法，后級變換電路與前級協(xié)調(diào)配合，在不同運行模式下分別采用同步整流控制和逆變PWM控制

14、，矩陣變換電路中雙向開關(guān)之間采用基于輸入電壓檢測的兩步換流方式。3.1調(diào)制方法在傳統(tǒng)矩陣式變換器中，雙電床調(diào)制方法利用輸入電壓的最大值和次大值（即中間值）來擬合輸出電壓，輸出電壓利用率高且抗干擾性好|,5-161,因此本文借鑒該方法對前級矩陣變換電路進行調(diào)制。根據(jù)三相交流電源不能短路，感性負載不能斷路的安全原則，在任意時刻前級矩陣變換器的三個上橋臂中有且只有一相導通，三個下橋臂中有且只有一相導通，使得輸出電壓連接至某一輸入線電壓。即利用雙向開關(guān)Sap（包含Sapp和Sa”,下同）、San、Sbp、Sbn、Sep、Sen的不同開關(guān)狀態(tài)，使得該電路交替輸出線電壓Hab、Wac>"b

15、e、以ba、"ca、“cb以及零電Maa'"bh、Wee0為保證線電壓極性及其幅值的大小不變，本文將一個電源周期均分為12個扇區(qū)，輸入電壓扇區(qū)劃分如圖3所示。（a>相電壓與扇區(qū)對應(yīng)關(guān)系<b）線電壓與扇區(qū)對應(yīng)關(guān)系圖3輸入電壓扇區(qū)劃分Fig.3Sectordistributionbasedoninputvoltage定義Wphlmax、Wphlmcd、Wphlmin分別為輸入相電壓、處、伉的絕對值中最大值、次大值（中間值）和最小值。定乂“Lmax、"Lmed分力U為Wah>Ifac'"be、"ca、"cb

16、W，極性為正，且絕對值最大的和次大的輸入線電壓，ML0為前級矩陣變換電路的輸出零電壓，即%、"bb、Mee之*。以第2扇區(qū)為例，此時輸入相電壓和線電壓大小滿足|妃>|風|>|%|，Wac>Wbc>Mab>0,故按照上述定義有|"ph|max=|“c|、|"ph|mcd=|"a|、|"ph|min=|b|,"Unax_“ac、"Lm妒"be，"L0可以選擇"Lmax和“Lm迎所共有的C相對應(yīng)的Wcco在一個控制周期內(nèi)，所需的變壓器一次電壓“P，可以通過當前時刻最大的兩

17、個線電壓和零電壓來直接擬合。則在第2扇區(qū)中，選擇絕對值最大的線電壓和次大的線電壓"be以及零電壓合成輸出電壓，可提高輸出電壓幅值范圍。同時，為了避免輸出電壓存在直流分量而導致高頻變壓器發(fā)生磁飽和，需要滿足變壓器-次電壓的伏秒積為零，即在一個控制周期內(nèi)，“P的平均值為零。因此，將每個非零線電壓作用時間均分為二，交替采用正負兩個線電壓。采用如圖4所示的電壓分布方式I®，前半個周期采用極性為正的線電壓和零電壓，后半個周期采用極性為負的線電壓和零電壓，每半個周期內(nèi)均按輸出電壓絕對值由大到小排列。圖4中，儡X、臨d和/0分別為一個控制周期內(nèi)選擇的各線電壓的作用時間。從圖4中可以看出，

18、該作用時間一方面會影響到矩陣變換電路的輸出電壓“P：另一方面也影響到變壓器一次電流"到各相電流的分配，進而影響網(wǎng)側(cè)電流的波形質(zhì)量。為保證網(wǎng)側(cè)電流的電能質(zhì)量，需要建立矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器的輸入、輸出電流等量關(guān)系。高頻變壓器Tr連接前級矩陣變換電路和后級全橋電路，則根據(jù)其一次側(cè)與二次側(cè)的匝數(shù)比1:，建立前級和后級的電路之間的聯(lián)系。高頻變壓器一次電壓“P與二次電壓“S滿足Fig.4Thevoltagedistributioninacontrolperiod“s=nuP（1）高頻變壓器一次電流幣與二次電流is滿足ip=nis（2）由于電流通常由負載決定，可以假設(shè)輸出LC濾波器中電

19、感爵足夠大，保證在圖4所示的一個控制周期內(nèi)其電流“不變，則高頻變壓器的二次電流，在變底器一次電壓u>0>=0和"V0時，根據(jù)式（1）可以得到變壓器二次電壓“S的極性與“P相同，而后級變換電路的開關(guān)管按照與前級配合的方式,在“p>0時令S2和S4導通：在Mp<0時令S和S3導通：在</P=0時令Si、S?、S3、S4均導通。則可以得到變壓器二次I咿is為4=1.叩泊-Iu<0同時，也可以彳*到焰級%:橋電路的輸出電壓與高頻變壓器二次電壓“S之間的關(guān)系為nTsI根據(jù)圖4中排列的開關(guān)狀態(tài)可以得到，關(guān)狀態(tài)選擇可以將高頻變壓器的次電流三相交流電源的a、b、c

20、三相中。(4)不同的開分配到根據(jù)式（2）和式（3）以及不同開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的電流等量關(guān)系，可以推得在第2扇區(qū)中，矩陣變換電路的輸入電流在-個控制周期內(nèi)平均值為7".'max+'med'c=%-腎(5)'L=nt'med式中，丁為控制周期。由式（5）可知，在一個控制周期內(nèi)，各相的平均電流即各相的實際作用時間與周期的比值。基于此關(guān)系，為了實現(xiàn)電流與電壓保持同頻和同相，可令各開關(guān)狀態(tài)的作用時間與對應(yīng)電壓瞬時值之間呈現(xiàn)固定的比例關(guān)系，可得相關(guān)關(guān)系為臨工化|+'med*|(6)max(7)一個控制周期內(nèi)，知心、，mcd和必按照當前扇區(qū)中的相電壓的瞬時

21、值與相電壓的幅值的比值計算為Tl»al'tnT"I臨=方in?0=T-4nax_4ned式中,。為調(diào)制度,«e（o,1；um為相電壓的幅值。理想電網(wǎng)的三相電壓的表達式為W；|（0=Umcos（仞）b(/)=Un】cos|仞-TIMe(0=UmCOS(8)J）g瑚由于三相輸入電流經(jīng)過輸入LC濾波器后高頻成分被濾除，可以認為網(wǎng)側(cè)電流、姑、認是三相輸入電流右、器、ic的低頻部分。按照扇區(qū)的電壓對應(yīng)關(guān)系，將式（7）和式（8）代入式（5）得到在第2扇區(qū)內(nèi)的網(wǎng)側(cè)電流為/（/）=anicos（仞）saLLb（0=兩讓cos仞一Ii就（f）=aniLcos|cot+_(9

22、)II3）同理，可以推導證明式（9）在其他扇區(qū)中也成立，并且該結(jié)果不依賴電流時的方向，因此對于整流和逆變模式均成立。調(diào)制度«和匝數(shù)比1：均不變時，只要保證跟恒定，即可證明按照該調(diào)制策略可以保證三相電流平均值均為與相電壓同頻同相的正弦量。由于電流通常是由負載決定，對于多數(shù)情況卜，保持穩(wěn)定的電流需要保證直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定。則在第2扇區(qū)中，在一個控制周期內(nèi)，根據(jù)式（1）和式（4）以及圖4所示的電壓排列關(guān)系，后級全橋電路的輸出電壓“D的平均值可以表示為"'max|"ac|+nicd|"bc|+%|"cc|(10)并將式（7）和式（8）代入式（1

23、0）可以得到nU2m（11）因此，的平均值在變壓器匝數(shù)比1：時為常數(shù)、三相交流電壓的幅值Um保持不變時只和調(diào)制度有關(guān)，從而可以證明該變換器拓撲輸出為直流，且通過對調(diào)制度。的控制，實現(xiàn)對直流輸出電壓的控制，進而控制并保證電感電流讓恒定，既滿足了直流側(cè)輸出為穩(wěn)定的直流的要求，也滿足了分析式（9）得到的使得三相交流電流為正弦的條件。因此該策略可以保證網(wǎng)側(cè)電流正弦且相位與電網(wǎng)電壓一致，并且適用于能量雙向流動的工況。3.2換流方式前級矩陣變換電路中需要保證任意兩相之間均不能短路，旦為了避免因為呈現(xiàn)感性的變壓器上的電流斷路而造成過電壓，需要保證電流不斷路。因前級矩陣變換電路輸出為高頻交流電壓，其電流方向檢

24、測困難，本文提出了基于輸入電壓檢測的前級短陣變換電路及與后級協(xié)調(diào)的兩步換流方式。前級矩陣變換電路可看成是上下兩個3s/2i矩陣變換電路，雙向開關(guān)之間的換流分別發(fā)生在三個上橋臀的雙向開關(guān)之間或三個下橋臂的雙向開關(guān)之間，由于其換流過程類似，因此可以只分析其中的一組。在無換流動作時，除了類似于圖2中所示的完全導通的雙向開關(guān)，剩余的雙向開關(guān)可按照相電壓的相對大小，將另外兩相上每個雙向開關(guān)中承受漏極-源極電壓為負的一只開關(guān)驅(qū)動導通，以保證電源不會被短路。按照此原則，在無換流動作時，允許4個開關(guān)管導通。在第2扇區(qū)中“>>“，P分別abc連接到a、b、c三相的開關(guān)組合，開關(guān)狀態(tài)選擇如圖5所示。圖

25、5中，由于a相具有最高的電位，c相具有最低的電位，圖5中圓圈標識的Sapp、Scpn一直保持導通狀態(tài)，此時通過Sapn、Sepp上帶有的二極管構(gòu)成了一個連接到最高和最低電位的二極管半橋，顯然，這保證了P端口的電流無論極性如何都始終可以續(xù)流通路。另外，由于b相具有中間電位，各續(xù)流二極管均為反向偏置，不會形成電流通路而造成短路。圖5開關(guān)狀態(tài)選擇Fig.5Theswitchingstateselection當換流發(fā)生時，前級矩陣變換電路中部分開關(guān)管需要被關(guān)斷，部分開關(guān)管需要被開通，后級H橋電路也需要開關(guān)動作。由于前述的開關(guān)狀態(tài)選擇的原則中巳經(jīng)考慮到換流過程中需要避免電流斷路的問題，因此換流過程相對傳

26、統(tǒng)的四步換流來說可以大幅簡化,只需要兩步即可完成。包括后級的H橋電路的所有開關(guān)管在內(nèi)，只需要關(guān)斷需要關(guān)斷的開關(guān)管，間隔一個死區(qū)時間后，導通需要導通的開關(guān)管即完成換流過程。4仿真分析與實驗驗證為了驗證所提出的矩陣隔離型雙向DC-DC變換樣對應(yīng)的控制策略和種簡單的兩步換流策略的正確性和有效性，進行了相關(guān)的仿真和實驗驗證。4.1仿真分析仿真中的交流相電壓設(shè)定為220V,AC-DC的整流模式時，直流側(cè)為一個4.8Q的負載：DC-AC的逆變模式時，直流側(cè)連接-個48V的恒壓源，系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)見表1。表1系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)Tab.lThekeyparametersofsystem開關(guān)額率熨kHz數(shù)7值交流電感/V

27、mH().5交流電容G/nF1匝數(shù)比1:，1:0.12直流電感AokH47直流電容G7HF470仿真中對電感Lo的電流h.進行閉環(huán)控制，整流模式時，設(shè)定電流讓的參考值為10A.得到的a相電壓&及a相電流/sa如圖6a所示，直流側(cè)的電感電流心和輸出電壓«dc電流波形如圖6b和圖6c所示。從圖6中可以看出，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，與電壓同相位。電感紋波電流峰峰值約為1.5A,輸出電壓紋波約0.2V。0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C/s從圖8中可以看出，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，與電壓相差180°,此時能量是從

28、直流側(cè)向交流側(cè)流動。網(wǎng)側(cè)電流兒的THD分析如圖9所示?；ǎ?0Hz）=1.001A,THD=l.65%L|1|08642LO.O.O.O.1015202530354C<b)電感電流0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C<c）輸出電壓圖6整流模式的電壓電流波形Fig.6Thevoltageandcurrentwaveformsinrectifiermode將葛取10個工頻周期，分析2000Hz以下的圖7整流模式網(wǎng)側(cè)電流房的THD分析Fig.7TheTHDanalysisofgridcurrenti»ainrectifier

29、mode從圖7中可以看出，仿真中，在整流模式時的網(wǎng)側(cè)電流THD=0.64%oVi<b）電感電流圖8逆變模式的電壓電流波形Fig.8Thevoltageandcurrentwaveformsininvertermode逆變模式時，設(shè)定電流的參考值為-lOAo得到的a相電壓如及a相電流葛如圖8a所示，電感電流丸電流波形如圖8b所示。諧波次數(shù)9逆變模式網(wǎng)側(cè)電流M的THD分析Fig.9TheTHDanalysisofgridcurrentdininvertermode從圖9中可已看出，仿真中，逆變模式的網(wǎng)側(cè)電流THD=1.65%°由于三相對稱的三相三線制線電流中不含有偶次電流諧波和3次

30、電流諧波，諧波主要為6±1次(=1,2,)。此外，由于開關(guān)器件流通電流時存在通態(tài)壓降，且各開關(guān)之間需要有死區(qū)時間，這些非理想的特性往往會造成電壓和電流偏離預期值而產(chǎn)生畸變和諧波。由于在整流模式和逆變模式下，能量傳輸方向相反，所以其電流的流向也相反，在兩種模式下產(chǎn)生的電流畸變也會存在一定的差異，進而體現(xiàn)在整流模式和逆變模式下各次諧波含量及分布存在一定的差異。4.2實驗驗證為驗證所提控制策略的可行性與實用性，本文利用TI公司的TMS320F28335型DSP芯片和英特爾公司的EPM240F100C5N型CPLD芯片作為控制器，按照仿真參數(shù)搭建了實驗樣機，如圖10所示。其中，系統(tǒng)的控制頻率

31、為37.5kHz,開關(guān)頻率為75kHz°圖10實驗裝置Fig.10Photographofthecxpcrimcnialsetup整流模式時，交流電源的相電壓為60V,直流輸出接電阻負載，實驗中交流源的電壓及電流么波形如圖Ila所示，電流波形測量數(shù)據(jù)導入Matlab進行的THD分析結(jié)果如圖lib所示。AlOms/格)(a)a相電壓、及電流的波形20ms/格)<a)a相電壓及電派必的波形1.00.80.60.40.2354C基波(50Hz)=l077A,THD=2.59%30005101520諧波次數(shù)(b)THD分析圖II整流模式的實驗波形Fig.11Theexperimenta

32、lwaveformsofrectifiermode整流模式卜，變換器的網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，交流電源測量的功率因數(shù)為0.995,分析得到的電流THD=2.59%。同時，在該工況下，高頻變壓器的一次電壓和一次電流波形如圖12所示，與設(shè)計的電壓分布關(guān)系一致。A5應(yīng)格)圖12高頻變壓器的一次電壓和一次電流波形Fig.12Thevoltageandcurrentwaveformsofahigh-frequencytransformer逆變模式時，直流采用恒壓電源供電，輸出交流連接電阻負載，輸出電壓為40V.a相電壓風及電流匾波形如圖13a所示，電流的THD分析如圖13b所示。逆變模式下，變換器的網(wǎng)側(cè)電流

33、正弦度良好，實驗測試的功率因數(shù)為0.992,分析得到的電流THD=2.89%。從實驗結(jié)果可以看出，無論整流模式還是逆變模式變換器，網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，電流的THD均較小，與仿真結(jié)果基本吻合。1.51.00.5051015202530354C諧波次數(shù)(b)THD分析圖13逆變模式的實驗波形Fig.13Theexperimentalwaveformsoftheinverteroperatingmode5結(jié)論本文針對矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器提出了一套完整的控制策略。仿真和實驗結(jié)果表明：I)矩陣式隔離型雙向AC-DC變換器能實現(xiàn)能量雙向變換。2) 整流和逆變模式下，均能實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦，功率因

34、數(shù)接近于1。3) 直流側(cè)的電壓電流保持恒定。4) 可實現(xiàn)雙向開關(guān)的簡化兩步換流，換流安全可靠。參考文獻1SinghAK,DasP,PandaSK.AnovelmatrixbasedisolatedthreephaseAC-DCconverterwithreducedswitchinglossesC/AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition.Charlotte.NC.USA.2015:1875-1880.2 ZhuJD,XuZ,JiangBH.elal.Close-loopcontrolofanAC-DCmatrixconverterforau

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