光電二極管檢測(cè)電路的工作原理及設(shè)計(jì)方案

1、光電二極管檢測(cè)電路的工作原理及設(shè)計(jì)方案· 導(dǎo)讀: 本文論述了光電二極管檢測(cè)電路的組成及工作原理,給出了光電二極管、前置運(yùn)放、反饋網(wǎng)絡(luò)的SPICE子模型及系統(tǒng)模型;著重分析了系統(tǒng)穩(wěn)定性、噪聲特性以及提高穩(wěn)定性和減小噪聲的方法。提供了采用通用電路模擬軟件SPICE進(jìn)行相關(guān)性能模擬的實(shí)例。o 關(guān)鍵字o 光檢測(cè)電路  SPICE模擬  穩(wěn)定性  噪聲特性  · 光電二極管及其相關(guān)的前置放大器是基本物理量和電子量之間的橋梁。許多精密應(yīng)用領(lǐng)域需要檢測(cè)光亮度并將之轉(zhuǎn)換為有用的數(shù)字信號(hào)。光檢測(cè)電路可用于CT掃描

2、儀、血液分析儀、煙霧檢測(cè)器、位置傳感器、紅外高溫計(jì)和色譜分析儀等系統(tǒng)中。在這些電路中，光電二極管產(chǎn)生一個(gè)與照明度成比例的微弱電流。而前置放大器將光電二極管傳感器的電流輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為一個(gè)可用的電壓信號(hào)?？雌饋?lái)好象用一個(gè)光電二極管、一個(gè)放大器和一個(gè)電阻便能輕易地實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的電流至電壓的轉(zhuǎn)換，但這種應(yīng)用電路卻提出了一個(gè)問題的多個(gè)側(cè)面。為了進(jìn)一步擴(kuò)展應(yīng)用前景，單電源電路還在電路的運(yùn)行、穩(wěn)定性及噪聲處理方面顯示出新的限制。本文將分析并通過模擬驗(yàn)證這種典型應(yīng)用電路的穩(wěn)定性及噪聲性能。首先探討電路工作原理，然后如果讀者有機(jī)會(huì)的話，可以運(yùn)行一個(gè)SPICE模擬程序，它會(huì)很形象地說明電路原理。以上兩步是完成設(shè)計(jì)過程

3、的開始。第三步也是最重要的一步（本文未作討論）是制作實(shí)驗(yàn)?zāi)M板。 1 光檢測(cè)電路的基本組成和工作原理 設(shè)計(jì)一個(gè)精密的光檢測(cè)電路最常用的方法是將一個(gè)光電二極管跨接在一個(gè)CMOS輸入放大器的輸入端和反饋環(huán)路的電阻之間。這種方式的單電源電路示于圖1中。在該電路中，光電二極管工作于光致電壓（零偏置）方式。光電二極管上的入射光使之產(chǎn)生的電流ISC從負(fù)極流至正極，如圖中所示。由于CMOS放大器反相輸入端的輸入阻抗非常高，二極管產(chǎn)生的電流將流過反饋電阻RF。輸出電壓會(huì)隨著電阻RF兩端的壓降而變化。圖中的放大系統(tǒng)將電流轉(zhuǎn)換為電壓，即VOUT = ISC ×RF （1） 

4、        圖1 單電源光電二極管檢測(cè)電路 式（1）中，VOUT是運(yùn)算放大器輸出端的電壓，單位為V;ISC是光電二極管產(chǎn)生的電流，單位為A;RF是放大器電路中的反饋電阻，單位為W 。圖1中的CRF是電阻RF的寄生電容和電路板的分布電容，且具有一個(gè)單極點(diǎn)為1/（2p RF CRF）。用SPICE可在一定頻率范圍內(nèi)模擬從光到電壓的轉(zhuǎn)換關(guān)系。模擬中可選的變量是放大器的反饋元件RF。用這個(gè)模擬程序，激勵(lì)信號(hào)源為ISC，輸出端電壓為VOUT。此例中，RF的缺省值為1MW ，CRF為0.5pF。理想的光電二極管模型包括一個(gè)

5、二極管和理想的電流源。給出這些值后，傳輸函數(shù)中的極點(diǎn)等于1/（2p RFCRF），即318.3kHz。改變RF可在信號(hào)頻響范圍內(nèi)改變極點(diǎn)。遺憾的是，如果不考慮穩(wěn)定性和噪聲等問題，這種簡(jiǎn)單的方案通常是注定要失敗的。例如，系統(tǒng)的階躍響應(yīng)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)其數(shù)量難以接受的振鈴輸出，更壞的情況是電路可能會(huì)產(chǎn)生振蕩。如果解決了系統(tǒng)不穩(wěn)定的問題，輸出響應(yīng)可能仍然會(huì)有足夠大的“噪聲”而得不到可靠的結(jié)果。實(shí)現(xiàn)一個(gè)穩(wěn)定的光檢測(cè)電路從理解電路的變量、分析整個(gè)傳輸函數(shù)和設(shè)計(jì)一個(gè)可靠的電路方案開始。設(shè)計(jì)時(shí)首先考慮的是為光電二極管響應(yīng)選擇合適的電阻。第二是分析穩(wěn)定性。然后應(yīng)評(píng)估系統(tǒng)的穩(wěn)定性并分析輸出噪聲，根據(jù)每種應(yīng)用的要求將之

6、調(diào)節(jié)到適當(dāng)?shù)乃健＿@種電路中有三個(gè)設(shè)計(jì)變量需要考慮分析，它們是：光電二極管、放大器和R/C反饋網(wǎng)絡(luò)。首先選擇光電二極管，雖然它具有良好的光響應(yīng)特性，但二極管的寄生電容將對(duì)電路的噪聲增益和穩(wěn)定性有極大的影響。另外，光電二極管的并聯(lián)寄生電阻在很寬的溫度范圍內(nèi)變化，會(huì)在溫度極限時(shí)導(dǎo)致不穩(wěn)定和噪聲問題。為了保持良好的線性性能及較低的失調(diào)誤差，運(yùn)放應(yīng)該具有一個(gè)較小的輸入偏置電流（例如CMOS工藝）。此外，輸入噪聲電壓、輸入共模電容和差分電容也對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和整體精度產(chǎn)生不利的影響。最后，R/C反饋網(wǎng)絡(luò)用于建立電路的增益。該網(wǎng)絡(luò)也會(huì)對(duì)電路的穩(wěn)定性和噪聲性能產(chǎn)生影響。 2 光檢測(cè)電路的SPICE模

7、型 2.1 光電二極管的SPICE模型一個(gè)光電二極管有兩種工作方式：光致電壓和光致電導(dǎo)，它們各有優(yōu)缺點(diǎn)。在這兩種方式中，光照射到二極管上產(chǎn)生的電流ISC方向與通常的正偏二極管正常工作時(shí)的方向相反，即從負(fù)極到正極。光電二極管的工作模型示于圖2中，它由一個(gè)被輻射光激發(fā)的電流源、理想的二極管、結(jié)電容和寄生的串聯(lián)及并聯(lián)電阻組成。          圖2 非理想的光電二極管模型 當(dāng)光照射到光電二極管上時(shí)，電流便產(chǎn)生了，不同二極管在不同環(huán)境中產(chǎn)生的電流ISC、具有的CPD、RPD值以及圖中放大器輸

8、出電壓為05V所需的電阻RF值均不同，例如SD-020-12-001硅光電二極管，在正常直射陽(yáng)光（1000fc英尺-燭光）時(shí)，ISC=30m A、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=167kW ;睛朗白天（100fc）時(shí)，ISC = 3m A、CPD=50pF、RPD= 1000 MW 、RF=1.67MW ;桌上室內(nèi)光（1.167fc）時(shí)，ISC=35nA、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=142.9MW ?？梢姽庹詹煌瑫r(shí)，ISC有顯著變化，而CPD、RPD基本不變。工作于光致電壓方式下的光電二極管上沒有壓降，即為零偏置。在這種方式中，為了光靈敏度及線性度，二極管被

9、應(yīng)用到最大限度，并適用于精密應(yīng)用領(lǐng)域。影響電路性能的關(guān)鍵寄生元件為CPD和RPD，它們會(huì)影響光檢測(cè)電路的頻率穩(wěn)定性和噪聲性能。結(jié)電容CPD是由光電二極管的P型和N型材料之間的耗盡層寬度產(chǎn)生的。耗盡層窄，結(jié)電容的值大。相反，較寬的耗盡層（如PIN光電二極管）會(huì)表現(xiàn)出較寬的頻譜響應(yīng)。硅二極管結(jié)電容的數(shù)值范圍大約從20或25pF到幾千pF以上。結(jié)電容對(duì)穩(wěn)定性、帶寬和噪聲等性能產(chǎn)生的重要影響將在下面討論。在光電二極管的數(shù)據(jù)手冊(cè)中，寄生電阻RPD也稱作“分流”電阻或“暗”電阻。該電阻與光電二極管零偏或正偏有關(guān)。在室溫下，該電阻的典型值可超過100MW 。對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，該電阻的影響可被忽略。分流電阻RP

10、D是主要的噪聲源，這種噪聲在圖2中示為ePD。RPD產(chǎn)生的噪聲稱作散粒噪聲（熱噪聲），是由于載流子熱運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的。二極管的第二個(gè)寄生電阻RS稱為串聯(lián)電阻，其典型值從10W 到1000W 。由于此電阻值很小，它僅對(duì)電路的頻率響應(yīng)有影響。光電二極管的漏電流IL是引發(fā)誤差的第四個(gè)因素。如果放大器的失調(diào)電壓為零，這種誤差很小。與光致電壓方式相反，光致電導(dǎo)方式中的光電二極管具有一個(gè)反向偏置電壓加至光傳感元件的兩端。當(dāng)此電壓加至光檢測(cè)器上時(shí)，耗盡層的寬度會(huì)增加，從而大幅度地減小寄生電容CPD的值。寄生電容值的減小有利于高速工作，然而，線性度和失調(diào)誤差尚未最優(yōu)化。這個(gè)問題的折衷設(shè)計(jì)將增加二極管的漏電流IL和線

11、性誤差。下面將集中討論光致電壓方式下的光電二極管的應(yīng)用領(lǐng)域。2.2 運(yùn)放的SPICE模型運(yùn)算放大器具有范圍較寬的技術(shù)指標(biāo)及性能參數(shù)，它對(duì)光檢測(cè)電路的穩(wěn)定性和噪聲性能影響很少。其主要參數(shù)示于圖3的模型中，它包括一個(gè)噪聲源電壓、每個(gè)輸入端的寄生共模電容、輸入端之間的寄生電容及與頻率有關(guān)的開環(huán)增益。輸入差分電容CDIFF和輸入共模電容CCM是直接影響電路穩(wěn)定性和噪聲性能的寄生電容。這些寄生電容在數(shù)據(jù)手冊(cè)中通常規(guī)定為典型值，基本不隨時(shí)間和溫度變化。另一個(gè)涉及到輸入性能的是噪聲電壓，該參數(shù)可模擬為運(yùn)放同相輸入端的噪聲源。此噪聲源為放大器產(chǎn)生的所有噪聲的等效值。利用此噪聲源可建立放大器的全部頻譜模型，包括

12、1/f噪聲或閃爍噪聲以及寬帶噪聲。討論中假設(shè)采用CMOS輸入放大器，則輸入電流噪聲的影響可忽略不計(jì)。         圖3 非理想的運(yùn)放模型 當(dāng)運(yùn)行SPICE噪聲模擬程序時(shí)，必須使用一個(gè)獨(dú)立的交流電壓源或電流源。為了模擬放大器的輸入噪聲RTI，一個(gè)獨(dú)立的電壓源VIN應(yīng)加在放大器的同相輸入端。另外，電路中的反饋電阻保持較低值（100W ），以便在評(píng)估中不影響系統(tǒng)噪聲。圖3模型中的最后一個(gè)技術(shù)指標(biāo)為在頻率范圍內(nèi)的開環(huán)增益AOL（jw ），典型情況下，在傳輸函數(shù)中該響應(yīng)特性至少有兩個(gè)極點(diǎn)，該特性用于確定電路的穩(wěn)

13、定性。在這個(gè)應(yīng)用電路中，對(duì)運(yùn)放有影響而未模擬的另一個(gè)重要性能參數(shù)是輸入共模范圍和輸出擺幅范圍。一般而言，輸入共模范圍必須擴(kuò)展到超過負(fù)電源幅值，而輸出擺幅必須盡可能地?cái)[動(dòng)到負(fù)電源幅值。大多數(shù)單電源CMOS放大器具有負(fù)電源電壓以下0.3V的共模范圍。由于同相輸入端接地，此類性能非常適合于本應(yīng)用領(lǐng)域。當(dāng)放大器對(duì)地的負(fù)載電阻為小于RF /10時(shí)，則單電源放大器的輸出擺幅可最優(yōu)化。如果采用這種方法，最壞情況下放大器負(fù)載電阻的噪聲也僅為總噪聲的0.5%。SPICE宏模型可以模擬也可以不模擬這些參數(shù)。一個(gè)放大器宏模型會(huì)具有適當(dāng)?shù)拈_環(huán)增益頻率響應(yīng)、輸入共模范圍和不那么理想的輸出擺幅范圍。表1中列出了本文使用的

14、三個(gè)放大器宏模型的特性。光電二極管和放大器的寄生元件對(duì)電路的影響可容易地用SPICE模擬加以說明。例如，在理想情況下，可以通過使用ISC的方波函數(shù)和觀察輸出響應(yīng)來(lái)進(jìn)行模擬。2.3 反饋元件模型本應(yīng)用中應(yīng)該考慮的第三個(gè)即最后一個(gè)變量是放大器的反饋系統(tǒng)。圖4示出一個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò)模型。在圖4中，分離的反饋電阻RF也有一個(gè)噪聲成分eRF和一個(gè)寄生電容CRF。寄生電容CRF為電阻RF及與電路板/接線板相關(guān)的電容。此電容的典型值為0.5pF到1.0pF。CF是反饋網(wǎng)絡(luò)模型中包含的第2個(gè)分離元件，用于穩(wěn)定電路。         圖4

15、 圖1所示系統(tǒng)反饋電路的 寄生元件模型表1 本文提到的運(yùn)放宏模型特性 將三個(gè)子模型（光電二極管、運(yùn)放和反饋網(wǎng)絡(luò)）組合起來(lái)可組成光檢測(cè)電路的系統(tǒng)模型。如圖5所示。 3 系統(tǒng)模型的相互影響和系統(tǒng)穩(wěn)定性分析 當(dāng)光電二極管配置為光致電壓工作方式時(shí)，圖5所示的系統(tǒng)模型可用來(lái)定性分析系統(tǒng)的穩(wěn)定性。這個(gè)系統(tǒng)模型的SPICE能模擬光電二極管檢測(cè)電路的頻率及噪聲響應(yīng)。尤其是在進(jìn)入硬件實(shí)驗(yàn)以前，通過模擬手段可以容易地驗(yàn)證并設(shè)計(jì)出良好的系統(tǒng)穩(wěn)定性。該過程是評(píng)估系統(tǒng)的傳輸函數(shù)、確定影響系統(tǒng)穩(wěn)定性的關(guān)鍵變量并作相應(yīng)調(diào)整的過程。該系統(tǒng)的傳輸函數(shù)為 （2） 

16、60;       圖5 標(biāo)準(zhǔn)光檢測(cè)電路的系統(tǒng)模型 式（2）中，AOL（jw ）是放大器在頻率范圍內(nèi)的開環(huán)增益。b 是系統(tǒng)反饋系數(shù)，等于1/（1+ZF/ZIN）。1/b 也稱作系統(tǒng)的噪聲增益。ZIN是輸入阻抗，等于RPD/1/jw （CPD+CCM+ CDIFF）;ZF是反饋?zhàn)杩?，等于RF /1/jw （CRF+CF）。通過補(bǔ)償AOL（jw ）´ b 的相位可確定系統(tǒng)的穩(wěn)定性，這可憑經(jīng)驗(yàn)用AOL（jw ）和1/b 的Bode圖來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖6中的各圖說明了這個(gè)概念。開環(huán)增益頻率響應(yīng)和反饋系數(shù)的倒數(shù)（1/b ）之間的閉合

17、斜率必須小于或等于20dB/10倍頻程。圖6中（a）、（c）表示穩(wěn)定系統(tǒng)，（b）、（d）表示不穩(wěn)定系統(tǒng)。在（a）中，放大器的開環(huán)增益（AOL（jw ）以零dB隨頻率變化并很快變化到斜率為 20dB/10倍頻程。盡管未在圖中顯示，但這個(gè)變化是由開環(huán)增益響應(yīng)的一個(gè)極點(diǎn)導(dǎo)致的，并伴隨著相位的變化，在極點(diǎn)以前開始以10倍頻程變化。即在極點(diǎn)的10倍頻程處，相移約為0° 。在極點(diǎn)發(fā)生的頻率處，相移為45° 。當(dāng)斜率隨著頻率變化，到第二個(gè)極點(diǎn)時(shí)開環(huán)增益響應(yīng)變化至40dB/10倍頻程。并再次伴隨著相位的變化。第3個(gè)以零點(diǎn)響應(yīng)出現(xiàn)，并且開環(huán)增益響應(yīng)返回至20dB/10倍頻程的斜率。 

18、;圖6 確定系統(tǒng)穩(wěn)定性的Bode圖 在同一個(gè)圖中，1/b 曲線以零dB開始隨頻率變化。1/b 隨著頻率的增加保持平滑，直到曲線末尾有一個(gè)極點(diǎn)產(chǎn)生，曲線便開始衰減20dB/10倍頻程。圖（a）中令人感興趣的一點(diǎn)就是AOL（jw ）曲線和1/b 曲線的交點(diǎn)。兩條曲線交點(diǎn)的斜率示出了系統(tǒng)的相位容限，也預(yù)示著系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在圖中，交點(diǎn)斜率為20dB/10倍頻程。在這種情況下，放大器將提供90° 的相移，而反饋系數(shù)則提供零度相移。相移和系統(tǒng)的穩(wěn)定性均由兩條曲線的交點(diǎn)決定。1/b 相移和AOL（jw ）相移相加，系統(tǒng)的相移為90° ，容限為90° 。從理論上說，如果

19、相位容限大于零度，系統(tǒng)是穩(wěn)定的。但實(shí)際應(yīng)用中相位容限至少應(yīng)有45° 才能使系統(tǒng)穩(wěn)定。在圖6的（c）中，AOL（jw ）曲線和1/b 曲線的交點(diǎn)表示一個(gè)在一定程度上穩(wěn)定的系統(tǒng)。此點(diǎn) AOL（jw ）曲線正以20dB/10倍頻程的斜率變化，而1/b 曲線正從20dB/10倍頻程的斜率轉(zhuǎn)換到0dB/10倍頻程的斜率。AOL（jw ）曲線的相移為90° 。1/b 曲線的相移則為45° 。將這兩個(gè)相移相加后，總的相移為135° ，即相位容限為45° 。雖然該系統(tǒng)看上去較穩(wěn)定，即相位容限大于0° ，但是電路不可能像計(jì)算或模擬那樣理想化，因?yàn)殡娐钒?/p>

20、存在著寄生電容和電感。結(jié)果，具有這樣大小的相位容限，這個(gè)系統(tǒng)只能是“一定程度上的穩(wěn)定”。圖6中（b）、（d）均為不穩(wěn)定系統(tǒng)。在（b）圖中，AOL（jw ）以20dB/10倍頻程的斜率變化。1/b 則以+20dB/10倍頻程的斜率變化。這兩條曲線的閉合斜率為40dB/10倍頻程，表示相移為180° ，相位容限為0° 。 在（d）圖中，AOL（jw ）以40dB/10倍頻程的斜率變化。而1/b 以0dB/10倍頻程的斜率變化。兩條曲線的閉合斜率為40dB/10倍頻程，表示相移為180° 。通過模擬可表明使用非理想的光電二極管和運(yùn)放模型會(huì)造成相當(dāng)數(shù)量的振鈴或不

21、穩(wěn)定因素。在頻率域內(nèi)重新進(jìn)行這種模擬會(huì)很快重現(xiàn)這種不穩(wěn)定因素。系統(tǒng)的不穩(wěn)定性可用兩種方法校正：（1）增加一個(gè)反饋電容CF;（2）改進(jìn)放大器，使其具有差分AOL頻率響應(yīng)或差分輸入電容。 改變反饋電容。系統(tǒng)中影響噪聲增益1/b 頻率響應(yīng)的有光電二極管的寄生電容、運(yùn)放的輸入電容，其阻抗以ZIN表示，放大器反饋環(huán)路的寄生元件，其阻抗以ZF表示。ZIN = RPD /1/ jw （CPD+CCM+CDIFF）ZF = RF /1/ jw （CRF+CF） （3）1/b = 1+ZF/ZIN噪聲增益1/b 曲線的極點(diǎn)、零點(diǎn)如圖7所示。開環(huán)增益頻率響應(yīng)和反饋系數(shù)的倒數(shù)1/b 間的閉合斜率必須小于或

22、等于20dB/10倍頻程。在圖7中，極零點(diǎn)頻率如下：fP1=1/（2p （RPD/RF）（CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF）fP2 =1/（2p RS CPD）fZ=1/（2p RF（CF+CRF） （4）        圖7 噪聲增益1/b 曲線的極零點(diǎn)圖 從式（4）中容易地看出，加大CF將降低fP1，并降低高頻增益1+（CPD+CCM+CDIFF）/（CF+CRF）。1/b 網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)設(shè)計(jì)成1/b 與放大器的開環(huán)增益曲線相交的那一點(diǎn)。此時(shí)頻率就是這兩條曲線的幾何平均值。CF可計(jì)算如下 （5）式

23、（5）中fU是放大器的增益帶寬積。此時(shí)，系統(tǒng)具有45° 的總相位容限，階躍響應(yīng)將呈現(xiàn)25%的過沖。對(duì)于使用MCP601放大器的電路，CF的值將為這種最佳的計(jì)算結(jié)果是建立在假設(shè)放大器參數(shù)如帶寬或輸入電容以及反饋電阻值沒有改變，二極管的寄生電容也無(wú)改變基礎(chǔ)上的。較保守的計(jì)算方法CF的取值為 （6）此時(shí)系統(tǒng)的相位容限將為65° ，而階躍函數(shù)的過沖是5%。用式（6），CF的值將為這種保守的方法會(huì)輕微增加系統(tǒng)噪聲。上述兩種結(jié)果均可用模擬程序#7#10分別對(duì)表1中的MCP601和OPAMP#2進(jìn)行模擬。系統(tǒng)的噪聲性能是通過計(jì)算或模擬而推導(dǎo)出來(lái)的，它涉及到頻率響應(yīng)中五個(gè)區(qū)域的噪聲和反饋電阻噪聲。這五個(gè)區(qū)域如圖8所示。圖8中將整個(gè)響應(yīng)分成五個(gè)區(qū)域便可容易地計(jì)算出噪聲電壓。每個(gè)區(qū)域內(nèi)的總噪聲等于系統(tǒng)增益（1/b ）乘以放大器噪聲的均方根值。RF的噪聲不乘系統(tǒng)增益。該系統(tǒng)的噪聲電壓完整計(jì)算如下（7）式中e2N是指定頻率范圍內(nèi)的平方累積噪聲，（N=1，2，5）。盡管這些計(jì)算看來(lái)較冗長(zhǎng)，但還是相當(dāng)有指導(dǎo)意義的。計(jì)算結(jié)果將得出總的系統(tǒng)噪聲并指出有問題的區(qū)域。系統(tǒng)噪聲的累積均方根值也可用SPICE模擬。其X軸為頻率（Hz），Y 軸是從直流到指定頻率的累積噪聲電壓（V）