DCDC變換器的設計方案

1、一種模塊化高效 DC-DC 變換器的開發(fā)與研制設計方案一、設計任務：設計一個將 220VDC 升高到 600VDC 的 DC-DC 變換器.在電阻負載下,要求如下：1、 輸入電壓 lL=220VDC,輸出電壓 UO=600VDC.2、 輸出額定電流 I0=2.5A,最大輸出電流 IDT11=3Ao3、當輸入 Uj 在小范圍內(nèi)變化時,電壓調整率 SVW2%在 l=2.5A 時.4、當在小范圍你變化時,負載調整率 SK5%在 4=220VDC 時.5、要求該變換器的在滿載時的效率 Y90%.6、輸出噪聲紋波電壓峰-峰值口哂R在 Uj=220VDC,Z=600VDC,lfl=2.5A 條件下.8、設

2、計相關均流電路,實現(xiàn)多個模塊之間的并聯(lián)輸出.二、設計方案分析1、DC-DC 升壓變換器的整體設計方案主電路圖 1DC-DC 變換器整體電路圖7、要求該變換器具有過流保護功能,動作電流設定在 3A.如圖 1 升壓式 DC-DC 變換器整體電路所示,該 DC/DC 電壓變換器由主電路、采樣電路、限制電路、驅動電路組成；開關電源的主電路單元、樣電路單元采、限制電路單元、驅動電路單元組成閉環(huán)限制系統(tǒng),是相對輸出電壓的自動調整.限制電路單元以 SG3525 為核心,精確限制驅動電路,改變驅動電路的驅動信號,到達穩(wěn)壓的目的.2、DC-DC 升壓變換器主電路的工作原理DC-DC 功率變換器的種類很多.根據(jù)輸

3、入/輸出電路是否隔離來分,可分為非隔離型和隔離型兩大類.非隔離型的 DC-DC 變換器又可分為降壓式、升壓式、極性反轉式等幾種;隔離型的 DC-DC 變換器又可分為單端正激式、單端反激式、雙端半橋、雙端全橋等幾種.下面主要討論非隔離型升壓式 DC-DC 變換器的工作原理.主電路圖 2(b)DC-DC 變換器主電路圖 2(a)是升壓式 DC-DC 變換器的主電路,它主要由開關變換電路、高頻變壓電路、整流電路、 輸出濾波電路四大局部組成； 圖 1(b)是用 matlab 模擬出的升壓式 DC-DC 變換器的主電路圖.其中開關變換電路主要由絕緣柵雙極型晶體管 IGBT、儲能電容 C 和 RC放電電路

4、組成；高頻變壓器電路由一個工作頻率為 20KHz 的升壓變壓器和一個隔直電容組1圖 2(a)DC-DC 變換器主電路輪入濾波電容高頻開關逆變分流器成；整流電路局部采用橋式整流的設計方案,由四個快速恢復二極管構成,實現(xiàn)將逆變產(chǎn)生電路的工作原理是：直流電壓%經(jīng)過 Q1Q4 組成的全橋開關變換電路,在高頻變壓器初級得到高頻交流方波電壓,經(jīng)變壓器降壓,再全波整流變換成直流方波,最后通過電感 L、電容 C 組成的濾波器,在 R得到平直的直流電壓.全橋直流變換器由全橋逆變器、高頻變壓器和輸出整流、濾波電路組成,也屬于直流-交流-直流變換器.當限制信號%為高電平時,開關管 Q1/Q4 導通,開關管 Q2/Q

5、3 截止；當限制信號%為低電平時,開關管 Q1/Q4 截止,開關管 Q2/Q3 導通一正一負,相間交替,實現(xiàn)了將直流電流逆變?yōu)殇忼X紋波的功能.3、DC-DC 變換器穩(wěn)壓原理通過輸出電壓的關系式可以看出,在輸入電壓或負載變化,要保證輸出電壓保持穩(wěn)定時,可以采用兩種方案.第一可以維持開關管的截止時間 TOFF 不變,通過改變脈沖的頻率 f 來維持輸出電壓小的穩(wěn)定,這便是脈沖頻率調制PFM限制方式 DC-DC 變換器；第二可以保持脈沖白周期 T 不變,通過改變開關管的導通時間 TON,即脈沖的占空比 q,以實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定,這就是脈寬調制PWM限制方式 DC-DC 變換器.由于目前已經(jīng)有各種型號圖

6、 3 是 DC-DC 升壓穩(wěn)壓變換器的原理圖,它主要有采樣電路、限制電路比擬放大、誤差放大、驅動電路組成.其穩(wěn)壓原理是：假設輸入電壓網(wǎng)增大,那么通過采樣電阻將輸出電壓的變化增大,采樣和基準電壓相比擬通過比擬放大器輸出信號去限制限制電路輸出的紋波電流變換為直流方波電流；輸出濾波電路采用LC 濾波電路的設計方案.的集成 PWM 限制器,所以 DC-DC 變換器普遍采用 PWM 限制方式.脈沖占空比 q 的變化減小,結果可使輸出電壓保持穩(wěn)定.反之,當輸入電壓 G 減小時,PWM 限制器輸出脈沖占空比 q 也自動變化增大,輸出電壓仍能穩(wěn)定.三、主要單元電路設計1、DC-DC 變換器主電路設計該升壓電路

7、結構選擇圖 1 所示的電路.該變換電路設計主要是確定關鍵元件：輸出濾波電容 C、電感 L、開關管 IGBT 和二極管 D.1輸入濾波電容的選擇輸入濾波電容輸入濾波電容 Q 是電解電容,主要是濾除低頻波,平滑直流輸出電壓,減小其脈動,門3K0V交通常電容&的電容值是從限制流電紋波的角度考慮的,但是直流220V 的蓄電池輸入無法確定其紋波,我們現(xiàn)在假設其是經(jīng)過三相交流橋式整流得到的 DC220V 電壓.Tiaisfamiei自流輸出1DO圖3.2MATLAB 仿真波形由于經(jīng)過電容濾波之后,電壓會升高,所以把整流后的有效直流電壓設置為低于 220V.本設計從能量的角度估算電容值,在電壓脈動的

8、過程中,電容不斷的充電和放電.濾波的電容的輸出即為后續(xù)電路的電源.在電壓變化過程中電容吸收的能量為：1Wc=-CUt2-U22乙為了保證即使在最低輸入電壓時,也能保證額定的輸出功率,根據(jù)能量守恒定律,在半周期內(nèi)輸出的能量等于電容從谷點電壓充電到峰值電壓儲存的能量.最低輸入電壓：峰值電壓：谷點電壓：效率：Y假設效率為 90%三相整流后的脈動頻率為 3f每個周期中輸入濾波電容提供的能量為:圖3.1MATLAB 仿真圖Win=T*Pin3L.且上LL也J=IIJ3f3500.9-Win11.1C0=2-2=843.35uFUpkmin_Uinmin2282-1972這樣計算出來看似很大,其實不然,從

9、另一個方面說,220V 蓄電池的輸出電壓也不可能是這樣脈動的,所以這個電解電容的選取要使用經(jīng)驗值.我們結合電路設計的參數(shù)要求和現(xiàn)在市場中生產(chǎn)廠家所生產(chǎn)的有極性電解電容型號,最終選擇使用兩個 450V/470 科 F 的電解電容并聯(lián)來濾除輸入電源中的低頻波.由于電解電容無法吸收加在其兩端的高頻分量,所以還要在輸入直流端并聯(lián)上無極性的陶瓷電容,0.30.5uF.陶瓷電容有體積小,容量大、耐熱性好、價格低等優(yōu)點.(2)輸出濾波儲能電感設計每半個周期中輸入濾波電容提供的能量為:Win2于是得-U2inmin那么那么: :Wn由上圖可知流過電感的電流波形圖如下列圖所示12當負載電流減少,直到負載電流減小

10、到1Io=Imin=2I2-I1此時電流波形圖如下:12斜波電流的最低點正好降到零,在這個最低點處,電感電流為零,儲能為零.如果負載電流進一步減小,電感將進入不連續(xù)工作狀態(tài),電壓和電流的波形,以及閉環(huán)傳遞函數(shù)將發(fā)生較大變化.于是們在輸出端加上一個“死負載,讓輸出端的電流始終保持10Io(min)保證其使電路在期望的負載電流范圍內(nèi)工作與連續(xù)模式.同時,電感的選擇應保證直流輸出電流為最小規(guī)定電流時,電感電流也保持連續(xù).通常最小規(guī)定電流約為額定負載電流的 10%.由上圖可知,電感電流斜波為：dl-I2-I1由于當直流電流等于電感電流斜波峰一峰值一半時,進入不連續(xù)工作模式,那么對于電感:dTL所以dI

11、g=u其中Ton為產(chǎn)生一個脈沖電壓時開關管的開通時間=O.1IoI2一Il0(min)C7由圖可知,對于全橋變換器T0nT,當Udc最小時,使Ui最小時Ton不需要大于2就可以輸出所需的UoU.=5%2U1日ZE帶入得整理為L=010(min)如果假定最小電流為額定電流的 1/20 那么有Ui開關減率Q2.Q3an基極印動-QLQ4Q4,QIonQIon基被驅動 03,020.8TTon(min)0.8T2UT2U1(min)(彳由設U1(min)=1.25Uo)dl=Ui-U0T0n0.8T1.25U0一U02-210(min)計算電感量為 12mH,實際選擇 20mH/5A 的電感.電感自

12、己繞制.設計電感參數(shù):可等效為寄生電阻 R0 和電感及與其理想純電容.的串聯(lián).R稱為等效串聯(lián)內(nèi)阻,J 稱為等效串聯(lián)電感.般的,如果考慮串聯(lián)扼流圈 Lf 的紋波電流幅值,我們總希望這個紋波電流的大局部分量流入輸出電容 C.,因此輸出電壓的紋波由輸出濾波電容電感 1c決定.對于低頻低于 500KHz紋波電流,1a可以忽略,輸出紋波主要由即和 Q 決電壓分量.因此在中頻段,輸出紋波接近等于 Lf 的交流紋波電流乘以 R 卜但從一些廠家的產(chǎn)品目錄可以知道,對很大范圍內(nèi)不同電壓等級不同容值的常用鋁電解電容,其即 G 的值近似為5080M10*CF.U0T6005010-Io1.5103600H=12mH

13、直流電流:16.67A,交流電流:1：I=I0=0.125A20紋波頻率:20KHz需設計電感量：L=20mH鐵芯材質：硅鋼片疊片鐵芯形式：C 型溫升：25 度3輸出濾波電容設計輸出濾波電容.的選擇滿足一些特性,q 并非理想電容,它、等效串聯(lián)電阻 R 口和等效串聯(lián)定.&是大電解電容,因此在開關頻率處,由產(chǎn)生的紋波電壓分量小于由 R 口產(chǎn)生的紋波有兩個分別由 R0 和 C0 決定的紋波分量,由RD決定的紋波分量與電感斜波峰一峰值L-【i成正比,而由自決定的紋波分量與流過G 電流的積分成正比.為了估算這些紋波分量并選擇電容,必須知道Ro 的值,而電容廠家很少直接給出該值.3開關管的選擇開關

14、管 VT 在電路中承受的最大電壓是 U0,考慮到輸入電壓波動和電感的反峰尖刺電壓的影響,所以開關管的最大電壓應滿足1.1X1.2U0.實際在選定開關管時,管子的最大允許工作電壓值還應留有充分的余地,一般選擇231.1X1.2U0.開關管的最大允許工作電流,一般選擇23II.開關管的選擇,主要考慮開關管驅動電路要簡單、開關頻率要高、導通電阻要小等.本設計選擇 N 溝道功率場效應管 IRF3205,該器彳的 VDSM=55V,導通電阻僅為8mQ,IDM=110A,完全滿足設計要求.4續(xù)流二極管的選擇在電路中二極管最大反向電壓為 U0,流過的電流是輸入電流 II,所以在選擇二極管時,管子的額定電壓和

15、額定電流都要留有充分大的余地.另外選擇續(xù)流二極管時還要求導通電阻要小,開關頻率要高,一般要選用肖特基二極管和快恢復二極管.本設計選用 MBR10100CT,其最大方向工作電壓為 100V,最大正向工作電流為 10A,完全滿足設計要求.2、DC-DC 變換器限制電路設計DC-DC 變換器限制電路選用集成 PWM 限制器 TL494 構成,調制脈沖的頻率選擇50kHz,選擇振蕩電容 CT為1000pF,電阻RT為22k即可滿足要求.脈沖采用單端輸出方式,將13腳接地,為了提升驅動水平,從內(nèi)部三極管的集電極輸出,并將兩路并聯(lián),即將 8、 11 腳并聯(lián)接電源 即輸入電壓 UI,9、10 腳并聯(lián),該端即

16、為脈沖輸出端.為了保證輸出電壓 U0 穩(wěn)定,要引入負反應,即通過取樣電阻 R1、R2、RP1 將輸出電壓反應到 TL494 內(nèi)部誤差放大器的同相輸入端1 腳,誤差放大器的反相輸入端2 腳接一參考電壓,圖中由電阻 R3、R4、RP2組成；當輸出電壓增高時,反應信號和參考電壓比擬后,誤差放大器的輸出增大,結果使輸出脈沖的寬度變窄,開關管的導通時間變短,輸出電壓將保持穩(wěn)定.圖中連接在誤差放大器 2 腳和 3 腳之間的電阻和電容是構成 PID 調節(jié)器,目的是改善系統(tǒng)的動態(tài)特性.在給定參數(shù)下,調節(jié) RP2 使 15 腳電位等于 2.2V,然后調節(jié) RP1 即可調節(jié)輸出電壓值.過流保護電路可以利用 TL4

17、94 內(nèi)部另一誤差放大器實現(xiàn).圖中電流取樣電阻選擇 1Q/2W 的精密電阻,兩端并聯(lián)一高頻濾波電容,誤差放大器的反相端15 腳 接電壓等于 2.2V 的基準電壓,電流取樣電阻上的電壓輸入誤差放大器的同相輸入端16 腳,當電流大于 1.2A時,16 腳電壓大于 15 腳電壓,誤差放大器輸出增大,TL494 輸出脈沖寬度變窄,輸出電壓減小,那么起到限流作用.圖 4DC-DC 升壓穩(wěn)壓電路四、系統(tǒng)安裝與調試1、首先將由 TL494 組成的限制電路按圖 4 在面包板上插接或在實驗板上焊接起來此時主回路先不接入.2、 檢查無誤后,假設+12V 電源.1 腳和 16 腳通過電阻接地,用示波器觀察 9、 10 腳連接點的輸出脈沖的波形,由于反應信號沒有引入,此時輸出脈沖