電磁干擾(EMI)噪聲診斷技術(shù)(1)

1、第三章第三章 電磁干擾（電磁干擾（EMIEMI）噪聲）噪聲診斷技術(shù)診斷技術(shù)3 31 1 傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷技術(shù)傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷技術(shù)3 32 2傳導(dǎo)性傳導(dǎo)性EMIEMI噪聲智能處理系統(tǒng)噪聲智能處理系統(tǒng)3 33 3電磁干擾電磁干擾EMIEMI濾波技術(shù)濾波技術(shù)3 31 1 傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷技術(shù)傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷技術(shù)CM與DM噪聲定義：電源線電磁干擾分為兩類，共模干擾信號與差模干擾信號(如圖3-1所示)。其中把相線(L)與地(E)、中線（N)與地(E)間存在的干擾信號稱之為共模(Common Mode)干擾信號，即圖3-1中的電壓UNE和ULE 。對L,N線而言，共模干擾信號可視為

2、在L線和N線上傳輸?shù)碾娢幌嗟?，相位相同的噪音信號。把L與N之間存在的干擾信號稱作差模(Differential Mode)干擾信號，即圖3-1中的電壓ULN，也可把它視為在L和N線上有180o相位差的共模干擾信號。對任何電源系統(tǒng)內(nèi)的傳導(dǎo)干擾信號，都可用共模和差模干擾信號來表示。并且可把L-E和N-E上的共模干擾信號，L-N上的差模干擾信號看作獨立的干擾源，把L-E,N-E和L-N看作獨立網(wǎng)絡(luò)端口，以便分析和處理干擾信號和有關(guān)的濾波網(wǎng)絡(luò)。圖3-1 電源線上的共模與差模干擾信號 311 傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷原理傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷原理 一、傳導(dǎo)性電磁干擾（一、傳導(dǎo)性電磁干擾（EMI）噪聲的模態(tài)

3、分離方法）噪聲的模態(tài)分離方法目前國際上規(guī)定的傳導(dǎo)性電磁干擾測量設(shè)備是線阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（line impedance stabilization network，簡稱LISN），原理如圖3-2，其核心是通過電感、電容和標準50阻抗構(gòu)成的測試網(wǎng)絡(luò)，作為獲得被測設(shè)備EUT所產(chǎn)生的傳導(dǎo)干擾信號的接受器。線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（line impedance stabilization network）是用來測量電子器件產(chǎn)生的傳導(dǎo)性電磁干擾的標準網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)可以有效屏蔽來自外部電網(wǎng)的高頻干擾或阻止負載產(chǎn)生的高頻干擾通過電源插座傳入外部電網(wǎng)，同時又不影響負載正常工作下所提供的工頻電流（power l

4、ine frequency, 如國內(nèi)50Hz電流），所以理論上可以有效獲得噪聲源產(chǎn)生的傳導(dǎo)干擾信號。被測設(shè)備產(chǎn)生的干擾電流包括兩種干擾模態(tài)：差摸電流從火線流出到零線，共摸電流經(jīng)過火線和零線到地線。因此，火線和零線中的差模信號的幅值相同，相位相反，而共模信號是幅值和相位都相同。在總的傳導(dǎo)性電磁干擾信號中，共模和差模是我們設(shè)計電力濾波器的基本依據(jù)，他們來自不同的噪音源，必須被分別抑制，然而線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)只能測量電源線上總的傳導(dǎo)性電磁干擾，并不能測出傳導(dǎo)性電磁干擾中的共模和差模成分。所以傳統(tǒng)的LISN已不能滿足要求。在圖3-2中，噪聲源即或被測設(shè)備EUT為一個典型單相開關(guān)電源（SMPS），LISN

5、中的50表示測試儀器如頻譜分析儀的標準阻抗，所有噪聲分量由50電阻上得到。另外“”L”、 “N”、 “E”分別表示相線、中線和地線，I CM 和 I DM 則表示共模電流和差模電流，可見共模電流是由“線”對“地”產(chǎn)生的共模電位引起，其幅值相同且方向相同；而差模電流是由“線”與“線”之間的電位差引起，其幅值相同但方向相反。圖3-2 用于傳導(dǎo)性電磁干擾測量設(shè)備LISN原理 二、傳導(dǎo)性電磁干擾（二、傳導(dǎo)性電磁干擾（EMI）噪聲的模態(tài)分離方法分類）噪聲的模態(tài)分離方法分類1、基于器件的模態(tài)硬分離方法傳導(dǎo)性EMI噪聲模態(tài)信號的硬分離方法目前主要采用射頻變壓器和0度或180度combiner兩種方法。圖3-

6、3 Paul 分離網(wǎng)絡(luò)此后新加坡的See又設(shè)計出另一種識別網(wǎng)絡(luò)，既可以同時提供具有CM /DM 抑制能力的信號分離電路，同時在電路中也避免了采用機械開關(guān)所帶來的不利影響。See分離網(wǎng)絡(luò)如圖3-4所示，兩個寬帶射頻變壓器相連且副邊線圈帶中心抽頭，兩個輸出端與EMI干擾接收機輸入端相連，分別滿足“相線”和“中線”上的混合模態(tài)信號的矢量“相加”、“相減”功能，于是共模和差模傳導(dǎo)發(fā)射信號彼此分離并可以直接在EMI接收機上測量得到。此處用兩個變比為2:1，且二次線圈有中間抽頭的變壓器來實現(xiàn)這種加減功能，它不需使用機械開關(guān)。為了使該網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Rin與LISN網(wǎng)絡(luò)50的阻抗相匹配，Rin應(yīng)當為50，所以

7、R1與R2的值應(yīng)當分別為100。如圖所示，VCM=(VL+VN)/4 ，VDM=(VL-VN)/4 ；與上面所講的VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是考慮到20lg0.5很小，這個影響可以忽略。圖3-4 See 分離網(wǎng)絡(luò)更進一步，法國Mardiguaian給出了一種更簡單的分離網(wǎng)絡(luò)如圖3-5所示，僅使用一個變比為2:1的帶中間抽頭的變壓器就實現(xiàn)了加減的功能。圖3-5 Mardiguian 分離網(wǎng)絡(luò)與變壓器方案不同的是，其后美國Guo又提出了采用0度/180度combiner取代變壓器作分離網(wǎng)絡(luò)如圖3-6所示，分別用0度和180度的combiner實現(xiàn)CM和

8、DM的模態(tài)分離和輸出。功率混合器(power combiner)在物理結(jié)構(gòu)上同功率分相器(power splitter)一樣但逆向使用，功率分相器通常作為射頻器件，可以將輸入信號分解成兩個幅度相等、相位確定的信號輸出，當反向使用時就變成了一個功率混合器。雖然功率混合器在制造過程中類似一個寬帶變壓器，但其可以在10K-30 MHz范圍內(nèi)維持更高的精度。此外，功率混合器還可以在測量中提供恰當?shù)妮斎胱杩挂詫崿F(xiàn)阻抗匹配，減小反射損耗。盡管采用功率混合器可以使干擾模態(tài)信號的分離性能得到很大改善，尤其在高頻條件下更是如此，但其制造成本卻增加不少，功率混合器通常價格昂貴，所以影響其推廣使用。由公式：VCM

9、=(VPhase+VNeutral) (3-5)VDM =(VPhase-VNeutral) (3-6)可見，無論分離網(wǎng)絡(luò)以何種硬件形式實現(xiàn)，其原理均為實現(xiàn)火線和相線上噪聲電壓的相加和相減功能。圖3-6 Guo 分離網(wǎng)絡(luò) 2、基于算法的模態(tài)軟分離方法另一方面與硬分離技術(shù)相比，借助數(shù)值計算功能來實現(xiàn)模態(tài)信號軟分離的技術(shù)近來亦有報道。臺灣的Lo提出將通過單模態(tài)硬件分離網(wǎng)絡(luò)輸出的CM或DM信號再輸入到計算機中，然后根據(jù)LISN檢測到的實際線上干擾信號和前置單模分離網(wǎng)絡(luò)得到的單模信號通過組合計算，最終得到另一個模態(tài)干擾信號，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3-7所示。雖然該方法實現(xiàn)了軟分離，但事實上由于算法中需要事先知道

10、其中一個單模信號作為輸入量，因此仍需要使用單模硬件分離網(wǎng)絡(luò)做支撐(如圖3-7)，所以這只能稱為半模態(tài)軟分離技術(shù)(semi software-based mode separation network)而并非完整的軟分離方法。此外由于存在檢測相位不確定因素，因此還有一定的計算誤差。但總體上該方法已經(jīng)使干擾信號分離功能得到加強，并使后續(xù)的傳導(dǎo)性EMI智能化處理成為可能。 PCCMCMDMLNLISNGEquipment under testNoise separatorSpectrum analyserEquipment under test待測試設(shè)備 Noise separator噪聲分離器Sp

11、ectrum analyzer頻譜分析儀 PC電腦終端圖3-7 Lo 分離網(wǎng)絡(luò) 三、傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷特性分析三、傳導(dǎo)性電磁干擾噪聲診斷特性分析實驗裝置方案1如圖3-8所示圖3-8 實驗裝置方案1示意圖分離網(wǎng)絡(luò)CM/DM輸出端接HP 8753C網(wǎng)絡(luò)分析儀，輸入端通過0度/180度功率分配器接HP 85047A 掃頻信號源(10K30M),DM/CM輸出端接50 ohm terminator。實驗裝置方案2如圖3-9所示圖3-9 實驗裝置方案2示意圖在低頻段，我們使用SP1641B型函數(shù)信號發(fā)生器，它的頻率范圍為13MHz；在高頻段，我們使用SG-4162AD,它的頻率范圍為100KHz15

12、0MHz。在網(wǎng)絡(luò)性能測試中所需的頻率范圍為10KHz30MHz。0/180度splitter用以取得所需的共模或差模輸入信號，虛擬儀器DSO-2902具有雙通道數(shù)據(jù)采集功能，可用于采集、測試、分析和輸出測量數(shù)據(jù)，以代替頻譜分析儀及TG掃頻源，該方案大幅降低了測試成本，但測量精度有所下降。為了對分離網(wǎng)絡(luò)的特性進行研究，在這里定義一些參數(shù)，分別是共模插損（CMIL）、差模插損（DMIL）、共模抑制比（CMRR）和差模抑制比（DMRR）。（insertion loss, 簡稱IL；rejection ration，簡稱RR）定義函數(shù)： S21 = 20log ( V2 / V1 ) (dB)CMIL

13、/DMIL：當V2與V1為同一模態(tài)的電壓時，S21的值就為插入損耗。當輸入電壓V1和輸出電壓V2同為共模電壓時，S21為共模差損；當輸入電壓V1和輸出電壓V2同為差模電壓時，S21為差模差損。CMRR/DMRR：當V2與V1為不同模態(tài)的電壓時，S21的值就為抑制比。當V1為共模電壓，V2為差模電壓時，S21為共模抑制比；當V1為差模電壓，V2為共模電壓時，S21為差模抑制比。 （一）差模抑制比（一）差模抑制比（DMRR）將差模DM信號作為輸入信號，測量網(wǎng)絡(luò)輸出端的共模信號CM。理想情況下這種抑制比應(yīng)當是無窮大。當然，測量結(jié)果通常因為噪聲而呈現(xiàn)出不是理想的結(jié)果。（二）共模抑制比（二）共模抑制比（

14、CMRR）將共模信號作為輸入信號CM，測量網(wǎng)絡(luò)輸出端的差模信號DM。理想情況下這種抑制比應(yīng)當是負無窮大。（三）共模插入損耗（三）共模插入損耗（CMIL）將共模信號作為輸入信號CM，測量網(wǎng)絡(luò)輸出端的共模信號CM。理想情況下這種抑制比應(yīng)當是0。（四）差模插入損耗（四）差模插入損耗（DMIL）將差模信號DM作為輸入信號，測量網(wǎng)絡(luò)輸出端的差模信號DM。理想情況下這種抑制比應(yīng)當是0。這里的目的是通過這四種分離網(wǎng)絡(luò)的建立，并進行測試，找到一種性能最優(yōu)的網(wǎng)絡(luò)，以便我們?nèi)蘸髮υ肼曅盘柕脑\斷和濾波器的設(shè)計。、元器件的測試、元器件的測試在對分離網(wǎng)絡(luò)進行測試之前，我們必須對所用到的元器件進行測試，這樣在對四種網(wǎng)絡(luò)的

15、特性進行分析時，就可以排除元器件的干擾，而單純是網(wǎng)絡(luò)本身的問題。在這里，以0度spliter5號端差損測試為例來說明測試中出現(xiàn)的問題，以及如何解決這些問題。（1）測試線路：圖3-10 電纜長為1m時0度splitter 5號端差損測試線路（3）性能特性曲線：圖3-11 電纜長為1m時0度splitter 5號端差損特性曲線（4）結(jié)果分析：由測量數(shù)據(jù)和性能曲線可以看出：在f=10MHz以上時， 0度splitter5號端插入損耗特性由2.7661逐漸減小，但是在f在15-21MHz之間插損為正值，最大值可達8.5655dB（f=18M），20M后又開始衰減，在24M以后，插損為負值，最大值可達-

16、9.4067?？梢钥闯?，0度splitter5號端插入損耗特性很差，出現(xiàn)了正值的情況，而且插損值非常大，與技術(shù)要求距離非常遠。如進行平衡度實驗，此時隨頻率的增大有移相現(xiàn)象出現(xiàn)，最后可移相至反相。（5）問題分析及改進：對測試結(jié)果進行分析，問題出現(xiàn)在從信號發(fā)生源到DS02902這一段線路中，起碼有以下問題：（一）線纜長度問題及解決（一）線纜長度問題及解決由電場理論知，在導(dǎo)體及傳輸線上有分布電阻及分布電感，導(dǎo)線間存在分布電容。在低頻時，或者說當波長遠大于線長時，這些分布參數(shù)對線上傳輸?shù)碾娏鳌㈦妷旱挠绊懞苄?。當頻率很高，線長可以和波長相比較時，線上的分布參數(shù)對電流、電壓的影響很大，此時就需用分布參數(shù)理

17、論來研究。由于=C/f；C=3.0*108m，f最大取到30MHz,所以為10m，/4 就為2.5m。雖然電纜長度取1m小于/4，但在測量時連接系統(tǒng)的總的線纜長度會大于/4，于是我們將線纜長度改為0.25米，測得插損大為減小，且不再出現(xiàn)移相故障。驗證：驗證：以T型頭的插損為例，說明線纜長度對測試的影響：圖3-12 T形頭插入損耗的測試圖3-13 線纜長為1M和25CM時T形頭的插損對照曲線圖（二）測量線路問題及解決（二）測量線路問題及解決1.測量插入損耗時，從信號發(fā)生器到達DSO2902，一個通道是一根電纜，另一個通道是兩根電纜，不匹配。2.同時在測量一個輸出端和輸入之間的插入損耗時，另一個輸

18、出端沒有接50的匹配阻抗，部分能量通過5或6號端口往外界泄漏，影響了測試結(jié)果，使得測量結(jié)果不精確。而加50匹配阻抗時，這部分能量就通過此電阻往內(nèi)部反射，減少了能量的損失。因此要在測試時注意電纜匹配和阻抗匹配的問題。（三）連接導(dǎo)線的屏蔽問題及解決（三）連接導(dǎo)線的屏蔽問題及解決將線纜長度減小后，在測量0度和180度分相器的插損時雖然沒有再出現(xiàn)移相問題，插損相對減小，但是仍然比較大，波形也很不穩(wěn)定，其中0度分相器為-93dB，180度分相器為-53dB，與產(chǎn)品介紹給定的值1.0dB和0.5dB相距太遠，不能滿足我們的要求。我們先對BNC接口的插損進行測試，得BNC插損的最大值為0.5dB左右，與上面

19、測得的0度和180度分相器的插損-9dB相比幾乎可以忽略。于是我們推斷問題可能出在導(dǎo)線上。由于整個實驗系統(tǒng)都須通過BNC接口相連，所以分相器必須通過引出導(dǎo)線接BNC接口才能接入系統(tǒng)中。下面是我們對25厘米普通導(dǎo)線和2.5厘米屏蔽導(dǎo)線所做的插損測試：驗證：驗證：我們在A1端直接用兩根電纜相連，A2端也用兩根電纜相連，但中間多了一根導(dǎo)線，導(dǎo)線兩端接了兩個BNC接口。在測試后發(fā)現(xiàn)黃色漆包線的差損較大，因此考慮使用屏蔽線。以下是兩種導(dǎo)線的差損測試對比。（1）測試線路：DSO2902波形分析儀T形頭計算機VinA1A2SGL1L1L2L2導(dǎo)線圖3-14 黃色漆包線和屏蔽線插損測試接線圖（3）特性曲線：圖

20、3-15 0.25米普通導(dǎo)線和2.5厘米屏蔽導(dǎo)線的插損對照曲線圖（上：普通導(dǎo)線，下：屏蔽導(dǎo)線）由于BNC接口的插損很小，根據(jù)上面兩張表格的數(shù)據(jù)可見，2. 5厘米屏蔽導(dǎo)線的插損比25厘米普通導(dǎo)線的插損明顯的小。同時在測試中發(fā)現(xiàn)，使用屏蔽導(dǎo)線時，波形非常的穩(wěn)定。那么問題就是我們使用的普通導(dǎo)線在高頻時不能滿足我們的特性要求。自此將連接導(dǎo)線全部改成屏蔽導(dǎo)線。一、一、T形頭插入損耗的測試形頭插入損耗的測試1、測試線路圖 除DSO2902與計算機之間的連接外，各部分電路之間用電纜相連。圖3-16 T形頭插入損耗的測試3、性能特性曲線如下所示：圖3-17 T形頭插入損耗的曲線圖可見，T形頭有時會呈放大特性。

21、按理論上說，T形頭應(yīng)當是衰減的，但在高頻時，導(dǎo)體的電感和電容將不可忽略，此時電抗值將隨頻率而變化。根據(jù)傳輸線特性，對于長度與頻率所對應(yīng)的/4可以比擬（或大于）的導(dǎo)體，其特性阻抗為。其端接阻抗應(yīng)等于該導(dǎo)體的特性阻抗，實際上這是不大可能的。因此，在其終端會出現(xiàn)反射，電路中任一點的電壓是由正向的電壓U+和負向的電壓U-疊加而成的，這就是駐波，駐波會出現(xiàn)波峰和波谷，當測量的電壓正好位于波峰時，就會得到我們所發(fā)現(xiàn)的輸出電壓大于輸入電壓的情況。該T形頭插入損耗特性已較為理想。二、二、BNC插入損耗的測試插入損耗的測試1、測試方法如下：A1一路信號直接由兩根0.25M長的電纜連接；A2一路也由兩根0.25M

22、長的電纜連接，但中間接有兩個BNC接口。D SO 2902波形 分 析 儀T形 頭計 算 機V inA 2A 1SGL1L1L2L22*BN C圖3-18 BNC插入損耗的測試 3、特性曲線如下所示：BNC的插損最大為0.4573dB，且是在頻率為18MHz處。從實驗的角度看，這個插損是允許的，至于發(fā)生在18MHz處的正值，這可能與線纜的阻抗分布有關(guān)。圖3-19 BNC插入損耗的曲線圖三、線纜插入損耗的測試三、線纜插入損耗的測試1、測試方法如下：A1端用一根兩端都為公口的線纜，A2端用兩根線纜，其中一根為兩端都為公口，另一根為一公一母接口D SO 2902波形 分 析 儀T 形 頭計 算 機V

23、 inA 2A 1S GL 1L 1L 2圖3-20 線纜插入損耗的測試3、 特性曲線如下所示：根據(jù)線纜插損的測試可見，其插損最大值可達2.5dB左右，若測量線路兩端線纜長度不等，那么對測量結(jié)果可能會產(chǎn)生較大的影響。但在以后的測試中，我們可以使測試信號兩邊的線纜長度相等，人為的進行補償，所以線纜的插損問題已得到解決。圖3-21 線纜插入損耗的曲線圖四、四、2.5厘米長屏蔽導(dǎo)線插入損耗的測試厘米長屏蔽導(dǎo)線插入損耗的測試1、測試方法如下：我們在A1端直接用兩根電纜相連，A2段也用兩根電纜相連，但中間多了一根2.5cm長的導(dǎo)線，導(dǎo)線兩端接了兩個BNC接口。DSO2902波形 分 析 儀T形 頭計 算

24、 機VinA2A1SGL1L1L2L2導(dǎo) 線圖3-22 屏蔽導(dǎo)線插入損耗的測試圖3、 特性曲線如下所示：可見，2.5厘米長的黑色屏蔽導(dǎo)線最大插損可在1.42dB左右，對測試結(jié)果可能會造成一定影響，這在以后的測試中是一個值得注意的問題。圖3-23 導(dǎo)線插入損耗的曲線圖五、五、0度度splitter插入損耗的測試插入損耗的測試0度分相器可適用的頻率范圍為0.04100MHz，在低頻、中頻、高頻的插損分別為0.6dB,0.9dB,1.0dB。它的1號端為輸入端，5、6端為輸出端。1、0度splitter 5號端插入損耗的測試（1）測試線路圖圖3-24 0度splitter5號端插入損耗的測試（3）性

25、能特性曲線如下所示：圖3-25 0度splitter5號端插入損耗的測試曲線2、0度splitter 6號端插入損耗的測試（略）根據(jù)0度splitter插損的測試結(jié)果可知，它的最大插損為1.9dB左右，而技術(shù)規(guī)范給定的值為1.0dB。原因分析如下：我們在進行0度splitter的插損測試時，其實還包括了兩個BNC接口和兩段2.5厘米長的黑色屏蔽導(dǎo)線的插損，雖然插損不是線性疊加的，但勢必會對測試結(jié)果產(chǎn)生影響。此外，由于測試頻段較高，線纜間還有阻抗耦合問題，這些都會對測試產(chǎn)生影響。六、以類似的方法分別測試六、以類似的方法分別測試180 度度splitter，變比，變比1：1及變比及變比2：1，副邊

26、帶中心抽頭的射頻變壓器的插入損耗特性。直到其特性能夠滿足副邊帶中心抽頭的射頻變壓器的插入損耗特性。直到其特性能夠滿足系統(tǒng)測試要求。系統(tǒng)測試要求。七、七、T形頭平衡度測試形頭平衡度測試測試電路圖如下所示，除DSO2902與計算機之間的連接外，各部分電路之間用電纜相連。圖3-26 T形頭平衡度測試圖以下得到的分別是1MHz,10MHz,20MHz,30MHz時的時域和頻域波形,其中正弦波形為時域波形，下面的兩幅分別為A1和A2通道的頻域波形：1M10MA1、A2的時域波形 A1、A2的時域波形A1的頻譜 A1的頻譜 A2的頻譜 A2的頻譜 20M30MA1、A2的時域波形 A1、A2的時域波形 A

27、1的頻譜 A1的頻譜 A2的頻譜 A2的頻譜 圖3-27 T形頭平衡度比較圖從下面的波形和測量數(shù)據(jù)可以看到，從下面的波形和測量數(shù)據(jù)可以看到，T形頭的兩路波形相位基本保持一致，形頭的兩路波形相位基本保持一致，幅值的衰減和放大保持在幅值的衰減和放大保持在0.1dB范圍內(nèi)，頻率漂移基本保持在范圍內(nèi)，頻率漂移基本保持在0.07MHz范范圍內(nèi)?？梢?，圍內(nèi)?？梢?，T形頭的平衡度比較理想，對以后的測試不會造成很大影響。形頭的平衡度比較理想，對以后的測試不會造成很大影響。八、同樣方法測試八、同樣方法測試0度度splitter、180度度splitter平衡度平衡度結(jié)論：0度splitter的兩路波形相位基本保持一致，幅值的衰減和放大基本保持在0.1dB范圍內(nèi)，頻率漂移在0.2MHz范圍內(nèi)。0度splitter平衡度比較理想，對以后的測試不會造成很大影響。180度splitter的兩路波形相位基本保持一致，幅值的衰減和放大基本保持在小范圍內(nèi)，頻率漂移在0.2MHz范圍內(nèi)。同樣，180度splitt