數(shù)字通信原理第2章

1、第2章 數(shù)據(jù)信號的傳輸(chun sh)1共九十四頁 數(shù)據(jù)信號傳輸是數(shù)據(jù)通信的基本問題。對應于第1章中介紹的數(shù)據(jù)通信所使用的信道，數(shù)據(jù)信號的傳輸一般有3種方法：基帶傳輸、頻帶傳輸和數(shù)字傳輸。 消息對應的原始(yunsh)信號所占據(jù)的頻帶通常從零頻或低頻開始，稱為“基本頻帶”，簡稱基帶。有線信道進行近距離傳輸時，有些情況下可以不搬移基帶信號頻譜直接傳輸基帶信號，這種方式稱為基帶傳輸。在另外一些信道中，特別是無線或者光通道中，需要經(jīng)過調(diào)制將基帶信號的頻譜搬移到相應的載頻頻帶再進行傳輸，這種方式稱為頻帶傳輸。而在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據(jù)信號稱為數(shù)據(jù)信號的數(shù)字傳輸，簡稱為數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸。 本章討論這3種傳輸方

2、式的基本原理及相關的一些技術，使讀者對數(shù)據(jù)信號的傳輸有一個比較全面的了解。2共九十四頁2.1 數(shù)據(jù)信號及特性(txng)描述2.1.1 數(shù)據(jù)序列的電信號表示 在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)終端（DTE）產(chǎn)生是以“1”和“0”兩種代碼（狀態(tài)）為代表的隨機序列，它可以用不同形式的電信號來表示，例如單極性的脈沖序列。對于實際的傳輸系統(tǒng)，視信道特性和要求(yoqi)的指標而選取相應的數(shù)據(jù)信號。下面以矩形脈沖為例介紹幾種基本的基帶數(shù)據(jù)信號，如圖2-1所示。3共九十四頁2.1.2 基帶數(shù)據(jù)信號的功率(gngl)譜特性 要把基帶數(shù)據(jù)信號傳送出去，研究其頻譜特性是非常重要的。由于數(shù)據(jù)序列是隨機的，基帶數(shù)據(jù)信號就是(j

3、ish)隨機信號，這樣就不能用分析確定信號的方法來分析其頻譜，只能用隨機信號的分析理論，研究它的功率譜密度。1. 基帶數(shù)據(jù)信號的一般表示式 圖2-1給出的基帶數(shù)據(jù)信號的單個碼元波形都是矩形的，但實際上并非一定是矩形。不失一般性，我們令代表二進制數(shù)據(jù)符號的“0”，代表“1”，碼元的時間間隔為T。假設數(shù)據(jù)序列出現(xiàn)“0”和“1”概率分別為P和1-P，且認為它們的出現(xiàn)彼此統(tǒng)計獨立，則基帶數(shù)據(jù)信號可表示為 如一數(shù)據(jù)信號序列為101101，可以用單極性矩形脈沖序列來表示，令，是寬度T的為矩形脈沖，如圖2-2所示。同理也可以畫出其它形式的波形圖來，但是很顯然。4共九十四頁2. 基帶數(shù)據(jù)信號的功率譜密度(1)

4、 基本分析(fnx) 利用隨機信號的分析方法，可以得到式（2-1）所示基帶數(shù)據(jù)信號的功率譜密度表示式為：5共九十四頁(2) 幾種基帶數(shù)據(jù)信號的功率譜密度 下面來求以矩形脈沖為單個碼元波形(b xn)的幾種基帶數(shù)據(jù)信號的功率譜密度。首先，單個矩形脈沖可以表示為6共九十四頁7共九十四頁雙極性不歸零序列設“0”碼和“1”碼分別是脈沖寬度為T，幅度為的矩形脈沖，則由式（2-9），令可得其功率(gngl)譜密度為 （2-11）為了便于對比，將式（2-7）、式（2-8）、式（2-10）和式（2-11）所示功率譜密度用圖2-5中。8共九十四頁 由以上功率譜分析及圖2-5可以看出，時，對于這樣的雙極性信號是不

5、含有離散譜分量的，而單極性序列是含有離散譜分量，而離散譜分量的特征與單個碼元的波形有關（例如單極性不歸零信號的功率譜中只有直流分量，而單極性歸零信號的功率譜中除了直流分量外，還有離散譜）。 分析基帶數(shù)據(jù)信號的功率譜密度是很有意義(yy)的。例如，離散譜是否存在決定了我們能否直接從基帶數(shù)據(jù)信號中提取時鐘頻率分量，或者如何才能從基帶數(shù)據(jù)信號中提取需要的時鐘頻率分量，這一點對數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)也是至關重要的。如單極性歸零序列中就含有的離散譜分量，即可直接提取作為定時的時鐘信息。通過圖2-5中對四種信號的對比分析發(fā)現(xiàn)，脈沖寬度越寬，其能量集中的范圍就越小；脈沖寬度越窄，其能量集中的范圍就越大，由此可大概了解

6、傳輸這種數(shù)據(jù)信號所需要的基帶寬度。9共九十四頁2.2 數(shù)據(jù)信號的基帶傳輸(chun sh) 基帶(base band)是指未經(jīng)調(diào)制變換的原始信號所占的頻帶，由數(shù)據(jù)終端設備(shbi)產(chǎn)生的信號（例如單極性不歸零信號）的頻譜一般是從零開始。為了使這些原始的數(shù)據(jù)序列適合于信道傳輸，通常經(jīng)過碼型或波形變換，變換后信號的功率譜密度仍是從近于零頻率開始，不搬移基帶信號頻譜直接傳輸基帶數(shù)據(jù)信號的方式稱為基帶傳輸。 實際的數(shù)據(jù)通信中，基帶傳輸使用得不多，但是基帶傳輸是數(shù)據(jù)信號傳輸?shù)囊环N最基本的方式，對其進行研究是十分必要的：（1）一般的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，在進行與信道匹配的調(diào)制前，都有一個基帶信號處理的過程（頻帶

7、傳輸系統(tǒng)也如此，因為處理調(diào)制后的信號不方便）；（2）在調(diào)制傳輸系統(tǒng)中，如果把頻帶調(diào)制和解調(diào)部分包括在廣義信道中，則該傳輸系統(tǒng)可以等效成一個基帶傳輸系統(tǒng)。10共九十四頁2.2.1 基帶數(shù)據(jù)傳輸構(gòu)成模型 通過上一節(jié)對基帶數(shù)據(jù)信號的分析，可見基帶數(shù)據(jù)信號在頻域內(nèi)是無窮延伸的，如果(rgu)其能量最集中的頻率范圍與實際信道的特性不匹配，則會使接收端的信號產(chǎn)生嚴重的波形失真。為了分析波形傳輸?shù)氖д鎲栴}，把基帶傳輸系統(tǒng)用一個簡單的模型來表示，如圖2-6所示。11共九十四頁2.2.2 幾種基帶形成(xngchng)網(wǎng)絡1. 理想低通形成網(wǎng)絡 先考慮一個理想化情況來說明頻帶限制與傳輸速率的重要關系。假定圖2-

8、6中1至2點的形成網(wǎng)絡的系統(tǒng)傳輸特性是理想低通濾波型，如圖2-7所示。 其傳遞函數(shù)可表示(biosh)為 式中，fN為截止頻率，td為固定時延。其對于單位沖激脈沖的響應，就是網(wǎng)絡傳遞函數(shù)的傅立葉反變換，即12共九十四頁理想低通沖激響應波形的特點是： 在 處有最大值，在最大值兩邊作均勻間隔的衰減波動，以 為中心每隔出現(xiàn)一個過零點； 波形“尾巴”以1/t的速度衰減。如用式（2-12）表示的沖激脈沖序列 加到理想低通網(wǎng)絡的輸入，即每隔碼元間隔T發(fā)送一個強度為ak的沖激脈沖，則按疊加定理，每個沖激脈沖在理想低通網(wǎng)絡的輸出都產(chǎn)生一個如圖2-8的沖激響應 。因為h(t)在時域上是無限延伸的，則這些沖激響應

9、之間存在干擾，稱為碼間干擾或符號(fho)間干擾。 特別地，如果選取系統(tǒng)的碼元間隔 ，設輸入的數(shù)據(jù)序列ak是101101，它通過理想低通網(wǎng)絡形成的沖激響應序列如圖2-9所示。由h(t)波形特點可知，沖激響應序列的波形在峰值點上沒有碼間干擾（在其它點是有碼間干擾的）。13共九十四頁 此時，抽樣判決器如按 進行取樣，并且選取合適的取樣時刻（圖2-9畫出了抽樣脈沖），則可以準確地恢復傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列。由此得到接收波形滿足抽樣值無失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件是：僅在本碼元的抽樣時刻上有最大值，在其它碼元的抽樣時刻為0（抽樣點無碼間干擾），而不要求整個波形無碼間干擾。用公式(gngsh)來表示為 （2-15） 抽樣值無

10、失真條件即奈奎斯特第一準則，也描述了碼元傳輸速率與傳輸系統(tǒng)特性(對于理想低通形成網(wǎng)絡主要是指截止頻率fN)之間的配合關系。用文字詳細表述是：如系統(tǒng)等效網(wǎng)絡具有理想低通特性，且截止頻率為fN時，則該系統(tǒng)中允許的最高碼元(符號)速率2fN為，這時系統(tǒng)輸出波形在峰值點上不產(chǎn)生前后符號干擾。 由于該準則的重要性，國際上把稱為fN奈奎斯特頻帶。2fN波特稱為奈奎斯特速率， 稱為奈奎斯特間隔。這一定理表明，在抽樣值無失真的條件下，在頻帶fN內(nèi)，2fN波特是極限速率，即所有數(shù)字傳輸系統(tǒng)的最高頻帶利用率為2Bd/Hz，在傳輸元信號時的頻帶利用率最高為 。14共九十四頁2. 具有幅度滾降特性的低通形成網(wǎng)絡 上面

11、討論的理想低通形成網(wǎng)絡達到了系統(tǒng)頻帶利用率的極限，即每赫茲傳輸2Bd，但是這種理想的傳輸特性是無法物理實現(xiàn)的。而且即使能夠得到近似的實現(xiàn)，其沖激響應波形具有波動(bdng)幅度很大的前導和后尾，對接收端定時準確度要求高（如果抽樣時刻發(fā)生偏差，則會引入較大的碼間干擾）。因此，要尋求一個傳輸系統(tǒng)，它既可以物理實現(xiàn)，又能滿足奈奎斯特第一準則的基本要求：速率為的序列通過該系統(tǒng)后能在所有按間隔 的取樣點處不產(chǎn)生碼間干擾。 理想低通形成網(wǎng)絡之所以不可物理實現(xiàn)，是在于它的幅頻特性在截止頻率處的垂直截止特性。如對理想低通特性的幅頻特性加以修改，使它在處不是垂直截止特性，而是有一定的滾降特性，如圖2-10所示。

12、這種滾降特性能滿足奈奎斯特第一準則的條件是，滾降部分的波形關于點 為奇對稱。15共九十四頁 滾降低通特性形成網(wǎng)絡是物理(wl)可實現(xiàn)的，實際中一般采用具有升余弦頻譜特性的形成網(wǎng)絡，其幅頻特性可表示如下 式中，為滾降系數(shù)（01），為對應理想低通幅頻特性的截止頻率，由于滾降而使網(wǎng)絡的頻帶寬度增加了fN，其所占頻譜寬度為B=(1+)fN。 升余弦低通形成網(wǎng)絡的沖激響應h(t)為16共九十四頁 其波形見圖2-11。 從圖中可以看到，h(t)波形在抽樣點（t=0）處達到最大值，在其它(qt)抽樣點上都為零，而且增加了一些新的零點，見式（2-17）的項 。另外，升余弦特性所形成h(t)對于定時要求也較低，

13、因其波形的“尾巴”衰減比較快（相對于理想低通的 而言）。但是由于升余弦特性的頻譜寬度有所增加，頻帶利用率就有所下降，表示為17共九十四頁3. 部分響應系統(tǒng)(1) 基本原理 根據(jù)奈奎斯特第一準則，上面設計了兩類抽樣點無碼間干擾的基帶形成網(wǎng)絡。其中，理想低通形成網(wǎng)絡的特點是頻譜窄，且頻帶利用率能夠達到理論上的的極限（2Bd/Hz），但缺點是波形“尾巴”衰減較慢，對定時要求比較嚴格，而且(r qi)理想情況下的低通網(wǎng)絡是無法物理實現(xiàn)的。滾降低通形成網(wǎng)絡的波形“尾巴”衰減較快，但所需頻帶寬度增加了，使得頻帶利用率不能達到2Bd/Hz的極限。那么能否找到一種形成網(wǎng)絡，使其頻帶利用率能達到2Bd/Hz的極

14、限，而且(r qi)沖激響應波形的“尾巴”衰減又較快？ 奈奎斯特第二準則說明：有控制地在某些碼元的抽樣時刻引入碼間干擾，而在其余碼元的抽樣時刻無碼間干擾，就能使頻帶利用率達到理論上的最大值，同時又可降低對定時精度的要求。通常把滿足奈奎斯特第二準則的波形稱為部分響應波形，利用部分響應波形進行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱為部分響應系統(tǒng)。18共九十四頁(2) 第一類部分響應系統(tǒng) 部分響應系統(tǒng)的形成波形(b xn)是兩個或兩個以上在時間錯開 的所組成，例如第一類部分響應系統(tǒng)的合成波表達式為 此式在分母通分之后將出現(xiàn)t2項，即波動衰減是隨著而增加，從而加快了響應波形的前導和后尾的衰減，其波形如圖2-13所示。1

15、9共九十四頁 雖然合成波解決了波形的定時精度的問題，但是它引入了相鄰碼元間的在抽樣時刻的干擾(gnro)。例如，從圖2-13中可以看出，假設按碼元間隔T來發(fā)送和抽樣，波形在0與T時刻都等于1（歸一化值），在其它處為零，即存在碼間干擾(gnro)。但是可以看出，這種碼間干擾(gnro)是固定的，即如果已知前一碼元發(fā)送的是“1”碼，則對本碼元抽樣時刻有一個固定為1的影響；如果已知前一碼元為“0”碼，則對本碼元無影響。所以這種有控的、固定的碼間干擾(gnro)，在收端是可以消除的。 下面仍以第一類部分響應系統(tǒng)為例，分析其幅頻特性，如圖2-14所示。20共九十四頁 常見的部分響應系統(tǒng)分別命名為第一、二

16、、三、四和五類部分響應系統(tǒng)，如表2-1所示，目前應用最廣的是第一類和第四類部分響應系統(tǒng)。 從前述討論可知，部分響應系統(tǒng)有如下特點： 有碼間干擾，但是固定的，在接收端可以消除； 頻帶利用率能達到的極限； 形成波形(b xn)的前導和后尾衰減較快，降低了對收端定時的精度要求； 物理上可實現(xiàn)； 接收信號電平數(shù)大于發(fā)送信號電平數(shù)，抗干擾性能要差一些。21共九十四頁2.2.3 時域均衡(jnhng)1. 時域均衡的作用 在實際基帶傳輸系統(tǒng)中，總的傳輸特性一般不能完全滿足理想的波形傳輸無失真條件，這種情況會引起碼間干擾。當碼間干擾嚴重時，要采用均衡器對系統(tǒng)的傳遞特性進行修正。均衡器的實現(xiàn)可以采用頻域均衡方

17、式，也可采用時域均衡方式。 頻域均衡是在頻域上進行的，其基本思路是利用幅度均衡器和相位均衡器來補償傳輸系統(tǒng)幅頻特性和相頻特性的不理想，以達到所要求的理想形成波形，從而消除碼間干擾。 時域均衡是在時域上進行的，其基本思路是消除接收的時域信號波形的取樣點處的碼間干擾，并不要求傳輸波形的所有細節(jié)都與奈氏準則(zhnz)所要求的理想波形完全一致。因此可以利用接收波形本身來進行補償以消除取樣點的碼間干擾，提高判決的可靠性。時域均衡較頻域均衡更直接，更直觀，是實際數(shù)據(jù)傳輸中所使用的主要方法。22共九十四頁2. 時域均衡的基本原理 時域均衡的常用方法是在基帶傳輸系統(tǒng)的接收濾波器之后（見圖2-6），加入一個可

18、變增益的多抽頭橫截濾波器，其結(jié)構(gòu)如圖2-15所示。它是由多級抽頭遲延線、可變增益電路(dinl)和求和器組成的線性系統(tǒng)。23共九十四頁 從圖2-15可以(ky)看出，是經(jīng)過系統(tǒng)后非理想的形成波形，而橫截濾波器是利用接收波形本身來進行補償以消除抽樣點的碼間干擾，提高判決的可靠性，其輸出可表示為24共九十四頁2.2.4 數(shù)據(jù)(shj)序列的擾亂與解擾1. 擾亂與解擾的作用(zuyng) 在前面的討論中，我們都假定數(shù)據(jù)序列是隨機的，但有時有一些特殊情況，如一段短時間的連“0”或連“1”和一些短周期的確定性數(shù)據(jù)序列等，這時的數(shù)據(jù)序列對一個傳輸期間來說就不是隨機的了，這樣的數(shù)據(jù)信號對傳輸系統(tǒng)是不利的。這

19、主要是由于： 可能產(chǎn)生交調(diào)串音。短周期或長“0”、長“1”序列具有很強的單頻分量，這些單頻可能與載波或已調(diào)信號產(chǎn)生交調(diào)，造成對相鄰信道數(shù)據(jù)信號的干擾； 可能造成傳輸系統(tǒng)失步。長“0”或長“1”序列可能造成接收端提取定時信息困難，不能保證系統(tǒng)具有穩(wěn)定的定時信號； 可能造成均衡器調(diào)節(jié)信息丟失。時域均衡器調(diào)節(jié)加權(quán)系數(shù)需要數(shù)據(jù)信號具有足夠的隨機性，否則可能導致均衡器中的濾波器發(fā)散而不能正常工作。綜上所述，要數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)正常工作，需要保證輸入數(shù)據(jù)序列的隨機性，為了做到這一點，在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中常在發(fā)送端首先對輸入數(shù)據(jù)序列進行擾亂。 所謂擾亂，就是將輸入數(shù)據(jù)序列按某種規(guī)律變換成長周期序列，使之具有足夠的隨機

20、性。經(jīng)過擾亂的數(shù)據(jù)序列通過系統(tǒng)傳輸后，在接收端再還原成原始的數(shù)據(jù)序列，這就需要在接收端進行擾亂的逆過程解擾。25共九十四頁2. 擾亂和解擾的基本原理 最有效的數(shù)據(jù)序列擾亂方法是用一個隨機序列與輸入數(shù)據(jù)序列進行邏輯加，這樣就能把任何輸入數(shù)據(jù)序列變換為隨機序列。擾亂器與解擾器原理如圖2-17所示。 如圖2-17(a)所示輸入序列X與隨機序列S進行模2加處理后即可得擾亂序列Y，這時的Y就具有完全的隨機性。在接收端為恢復原數(shù)據(jù)序列還需進行解擾，如圖2-17 (b)所示，解擾就是把接收的已擾序列再與相同的隨機序列S進行模2加處理后即可為恢復原數(shù)據(jù)序列。 為了接收端的解擾，必須在接收端產(chǎn)生一個與發(fā)送端完全

21、一致的，并在時間(shjin)上同步的隨機序列。實際上完全隨機的序列是不能再現(xiàn)的。因此，我們只能產(chǎn)生近似的擾亂效果，即用偽隨機序列來代替完全隨機序列進行擾亂與解擾的作用。26共九十四頁3. 自同步(tngb)擾亂器和解擾器 圖2-18(a)給出一個由5級移位存儲器組成的擾亂器原理圖，圖2-18(b)為相應的解擾器。圖中經(jīng)過一次移位，在時間上延遲一個碼元時間，用運算符號D表示。27共九十四頁2.2.5 數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)(xtng)中的時鐘同步 由前述討論可知，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)發(fā)送端送出的數(shù)據(jù)信號是等間隔、逐個傳輸?shù)?，接收端接收?shù)據(jù)信號也必須是等間隔、逐個接收的。另外，為了消除碼間干擾和獲得最大判決信噪比

22、也需在接收信號最大值時刻進行取樣。為滿足上述兩點要求，接收端就需要有一個定時時鐘信號，并且對定時時鐘信號的要求是：定時時鐘信號速率與接收信號碼元速率完全相同，并使定時時鐘信號與接收信號碼元保持固定的最佳相位關系。接收端獲得或產(chǎn)生符合這一要求的定時時鐘信號的過程稱為時鐘同步，或稱為位同步或比特同步。 在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中通常是采用時鐘提取的方法實現(xiàn)時鐘同步，時鐘提取的方法分為兩類：自同步法和外同步法，在基帶數(shù)據(jù)傳輸中，多數(shù)場合是采用自同步法。 自同步法又稱內(nèi)同步法。它是直接從接收的基帶信號序列中提取定時時鐘信號的方法。采用自同步法，首先要了解接收到的數(shù)據(jù)碼流中是否有定時時鐘的頻率分量，即定時時鐘頻率

23、的離散分量。如果存在這個分量，就可以利用窄帶(zhi di)濾波器把定時時鐘頻率信號提取出來，再形成定時信號。對某些情況，接收信號序列中不直接含有定時時鐘頻率分量，這時不能用窄帶(zhi di)濾波器直接提取，但經(jīng)過某種非線性處理后的接收信號序列就可以含有所需要的定時時鐘頻率的離散分量，這時就可以通過窄帶(zhi di)濾波器提取定時時鐘頻率信號，再經(jīng)形成獲得定時時鐘信號。自同步法的原理如圖2-19所示。28共九十四頁 如接收數(shù)據(jù)碼流中含有定時時鐘頻率離散分量，圖中的非線性處理電路可省略不用。 圖2-19所示定時提取和形成電路較簡單，但當傳輸信號幅度波動或數(shù)據(jù)序列中較長的連“1”或連“0”時，

24、會使所提取的定時時鐘信號幅度變化使得定時時鐘信號相位不穩(wěn)定。另外，傳輸過程中信號序列瞬時中斷就會使定時時鐘信號丟失，造成(zo chn)失步。因此，在實際應用中多采用鎖相環(huán)的方法，其原理如圖2-20所示。 加入鎖相環(huán)電路的作用是當傳輸信號瞬時中斷或幅度衰減時，仍可維持有定時時鐘信號輸出，另外鎖相環(huán)電路還可以平滑或減少定時時鐘信號的相位抖動，提高定時信號的精度。29共九十四頁2.3 數(shù)據(jù)信號的頻帶(pndi)傳輸2.3.1 頻帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成 頻帶傳輸系統(tǒng)與基帶傳輸系統(tǒng)的區(qū)別在于在發(fā)送端增加了調(diào)制，在接收端增加了解調(diào)，以實現(xiàn)信號的頻譜變換，調(diào)制和解調(diào)一起稱為Modem。 圖2-21給出了頻帶傳輸

25、系統(tǒng)的兩種基本結(jié)構(gòu)(jigu)。如圖2-21 (a)所示，數(shù)據(jù)信號經(jīng)發(fā)送低通基本上形成所需要的基帶信號，再經(jīng)調(diào)制和發(fā)送帶通形成信道可傳輸?shù)男盘栴l譜，送入信道。接收帶通除去信道中的帶外噪聲，將信號輸入解調(diào)器，接收低通的功能是除去解調(diào)中出現(xiàn)的高次產(chǎn)物并起基帶波形形成的功能，最后將恢復的基帶信號送入取樣判決電路，完成數(shù)據(jù)信號的傳輸。30共九十四頁 頻帶傳輸系統(tǒng)是在基帶傳輸?shù)幕A上實現(xiàn)的，如圖2-21(a)中，在發(fā)送端把調(diào)制和發(fā)送帶通兩個方框去掉，在接收端把接收帶通和解調(diào)兩個方框去掉就是一個完整的基帶傳輸系統(tǒng)。所以，實現(xiàn)頻帶傳輸仍然需要符合基帶傳輸?shù)幕纠碚?。實際上，從信號傳輸?shù)慕嵌?，一個頻帶傳輸系統(tǒng)

26、就相當于一個等效的基帶傳輸系統(tǒng)。 圖2-21(b)中沒有發(fā)送低通作基帶形成，是直接以數(shù)據(jù)信號進行調(diào)制，但是在具體實現(xiàn)上是把發(fā)送低通的形成特性放在發(fā)送帶通中一起實現(xiàn)。即把發(fā)送低通的特性合在發(fā)送帶通特性中，最終實現(xiàn)的結(jié)果是送入信道，即圖中的4點所對應的信號和頻譜特性與圖2-21 (a)是完全一樣的。盡管沒有實際的發(fā)送低通，但發(fā)送低通的形成特性還是實現(xiàn)了，也是一個等效的基帶輸系統(tǒng)。 所謂調(diào)制就是用基帶信號對載波波形的某些參數(shù)進行控制，使這些參量隨基帶信號的變而變化。用以調(diào)制的基帶信號是數(shù)字信號，所以又稱為數(shù)字調(diào)制。在調(diào)制解調(diào)器中都選擇正弦(或余弦)信號作為載波，因為正弦信號形式簡單、便于產(chǎn)生和接收。

27、由于正弦(或余弦)信號有幅度、頻率、相位三種基本參量，因此(ync)，可以構(gòu)成數(shù)字調(diào)幅、數(shù) 字調(diào)相和數(shù)字調(diào)頻三種基本調(diào)制方式，當然也可以利用其中二種方式的結(jié)合來實現(xiàn)數(shù)字信號的傳輸，如數(shù)字調(diào)幅調(diào)相等，從而達到更好的特性。31共九十四頁2.3.2 數(shù)字(shz)調(diào)幅 以基帶數(shù)據(jù)信號控制一個載波的幅度，稱為數(shù)字(shz)調(diào)幅，又稱幅移鍵控，簡寫為ASK。1. 二進制數(shù)字調(diào)幅(1) 基本原理 通常，二進制數(shù)字調(diào)幅（2ASK）信號的產(chǎn)生方法有兩種：相乘法和鍵控法，如圖2-22所示。相乘法是將基帶信號與載波相乘，而鍵控法是用基帶信號控制載波的開關電路，此時的已調(diào)信號一般稱為通斷鍵控信號（OOK）。32共九

28、十四頁33共九十四頁34共九十四頁(3) 單邊帶和殘余邊帶調(diào)制 2ASK信號具有兩個邊帶，并且兩個邊帶含有相同的信息。為了提高信道頻帶利用率，只需傳送一個邊帶就能實現(xiàn)信息傳遞。這樣就能使用普通濾波器切除一個邊帶分量，從而實現(xiàn)單邊帶傳輸，使頻帶利用率是雙邊帶傳輸?shù)膬杀?。然而從圖2-24和圖2-25來看，有些基帶信號含有豐富的低頻分量，需要在載頻處用尖銳截止的濾波器才能濾除其中一個邊帶，從而增加了濾波器的制作難度。實際中，在調(diào)制前要對基帶信號進行處理，目的是使其不含直流分量，同時低頻分量盡可能小。例如采用(ciyng)2.2中介紹的第四類部分響應系統(tǒng)，如圖2-26所示，已調(diào)信號的功率譜在上、下邊帶

29、之間有一個明顯的分界，且無離散譜分量。35共九十四頁 殘余邊帶調(diào)制是介于雙邊帶和單邊帶之間的一種調(diào)制方法，它是使已調(diào)雙邊帶信號通過一個殘余邊帶濾波器，使其雙邊帶中的一個邊帶的絕大部分和另一個邊帶的小部分通過，形成所謂(suwi)的殘余邊帶信號。殘余邊帶信號所占的頻帶大于單邊帶，又小于雙邊帶，所以殘余邊帶系統(tǒng)的頻帶利用率也是小于單邊帶，大于雙邊帶的頻帶利用率，如圖2-27所示。36共九十四頁2. 多進制數(shù)字調(diào)幅 多進制數(shù)字調(diào)幅（MASK）是利用多進制數(shù)字基帶信號去調(diào)制載波的幅度，在原理上可以看成是OOK方式在多進制上的推廣。其調(diào)制信號（單極性）和已調(diào)信號波形如所示。 由于MASK已調(diào)信號的幅度有

30、M種可能的取值，與2ASK相比，MSK具有高效率的特點，即在相同的碼元速率下，多進制系統(tǒng)的信息傳輸速率是二進制系統(tǒng)的信息傳輸速率的倍，且可以證明MASK和2ASK已調(diào)信號的帶寬相同。但是多進制調(diào)幅的抗噪聲能力不強，要獲得和2ASK相同的誤碼率，需要增加系統(tǒng)的發(fā)送(f sn)功率。目前，實用的多進制調(diào)幅形式有多進制殘留邊帶調(diào)制、多電平正交幅度調(diào)制等。37共九十四頁38共九十四頁2.3.3 數(shù)字(shz)調(diào)相 以基帶數(shù)據(jù)信號控制載波的相位，稱為(chn wi)數(shù)字調(diào)相，又稱相移鍵控，簡寫為PSK。1. 二進制數(shù)字調(diào)相(1) 基本原理 二進制數(shù)字調(diào)相（2PSK）是用載波的兩種相位來表示二進制的“1”

31、和“0”，這種用載波的不同相位直接去表示基帶信號的方法，一般稱為絕對調(diào)相。根據(jù)CCITT（現(xiàn)為ITU-T）的建議，有A、B兩種相位變化方式，用矢量圖表示如圖2-30所示。39共九十四頁 二進制絕對調(diào)相信號的變換規(guī)則是：數(shù)據(jù)信號的“1”對應于已調(diào)信號的相位；數(shù)據(jù)信號的“0”對應于已調(diào)信號的相位，或反之。這里的和是以未調(diào)載波的作參考相位的。 然而實際應用中，絕對調(diào)相的參考相位會發(fā)生隨機轉(zhuǎn)移（例如變），稱為倒相現(xiàn)象，這會使解碼出來的“1”和“0”顛倒，而且接收端無法判斷是否已經(jīng)發(fā)生了倒相，于是一般不采用(ciyng)絕對調(diào)相方式，而采用(ciyng)相對（差分）調(diào)相方式。 二進制相對調(diào)相信號的變換規(guī)

32、則是：數(shù)據(jù)信號的“1”使已調(diào)信號的相位變化相位；數(shù)據(jù)信號的“0”使已調(diào)信號的相位變化相位，或反之。這里的和的變化以已調(diào)信號的前一碼元相位作參考相位的，即利用前后相鄰碼元的相對載波相位去表示基帶信號。 如圖2-31所示一個典型基帶數(shù)據(jù)信號與相應的2PSK信號的波形圖。（相位變化規(guī)則采用A方式；2DPSK中，參考相位為，相對（差分）碼變換公式為 ；碼元速率與載波頻率相等） 由圖2-31所示數(shù)字調(diào)相波形可以看出，數(shù)字調(diào)相信號的每一個碼元的波形，如果單獨來看就是一個初始相位為的數(shù)字調(diào)幅信號，如抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號就是二相絕對調(diào)相信號。故可知，數(shù)字調(diào)相信號功率譜密度就是載波頻率為的抑制載波的雙邊帶譜

33、，與抑制載波的2ASK功率譜相同，也是雙邊帶調(diào)制。40共九十四頁(2) 2PSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) 如前所述，2PSK信號與抑制載波的2ASK信號等效，因此(ync)，可以利用雙極性基帶信號通過乘法器與載波信號相乘得到2PSK信號，也可以通過相位選擇器來實現(xiàn)。 圖2-32(a)給出的是一種用相位選擇法產(chǎn)生2PSK信號的原理框圖。 圖2-32(a)所示，振蕩器產(chǎn)生，兩種不同相位的載波，如輸入基帶信號為單極性脈沖，當輸入高電位“1”碼時，門電路1開通，輸出相位載波；當輸入為低電位時，經(jīng)倒相電路可以使門電路2開通，輸出相位載波，經(jīng)合成電路輸出即為2PSK信號。 圖2-32(b)為2PSK信號的解調(diào)電路

34、原理框圖。2PSK信號的解調(diào)與4QAM方式一樣，需要用相干解調(diào)的方式，即需要恢復相干載波以用于與接收的已調(diào)信號相乘。由于2PSK信號中無載頻分量，無法從接收的已調(diào)信號中直接提取相干載波，所以一般采用倍頻/分頻法。首先將輸入2PSK信號作全波整流，使整流后的信號中含有頻率的周期波，再利用窄帶濾波器取出頻率的周期信號，再經(jīng)2分頻電路得到相干載波。最后經(jīng)過相乘電路進行相干解調(diào)即可得輸出基帶信號。41共九十四頁 但是，這種2PSK信號的解調(diào)存在一個(y )問題，即2分頻器電路輸出存在相位不定性或稱相位模糊問題，如圖2-33所示。 當二分頻器電路輸出的相位為或不定時，相干解調(diào)的輸出基帶信號就會存在0或1

35、倒相現(xiàn)象，這就是二進制絕對調(diào)相方式不能直接應用的原因所在。解決這一問題的方法就是采用相對調(diào)相，即2DPSK方式。42共九十四頁(3) 2DPSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) 根據(jù)2DPSK信號和2PSK信號的內(nèi)在聯(lián)系，只要將輸入的基帶數(shù)據(jù)序列變換成相對序列，即差分碼序列，然后用相對序列去進行絕對(judu)調(diào)相，便可得到2DPSK信號，如圖2-34(a)所示。43共九十四頁44共九十四頁 2DPSK相位比較法解調(diào)的波形變換(binhun)過程如圖2-37所示。45共九十四頁2. 多進制數(shù)字調(diào)相 在數(shù)字相位調(diào)制中，不僅可以采用二進制數(shù)字調(diào)制，還可以采用多進制相位調(diào)制（簡稱多相調(diào)相），即用多種相位或相位差來表

36、示數(shù)字信息。如果把輸入二進制數(shù)據(jù)的每k個比特編成一組，則構(gòu)成所謂的k比特碼元。每一個k比特碼元都有種不同狀態(tài)，因而必須用種不同相位或相位差來表示。(1) 四進制數(shù)字調(diào)相 四進制數(shù)字調(diào)相（QPSK），簡稱四相調(diào)相，是用載波的四種不同相位來表征傳送的數(shù)據(jù)信息。在QPSK調(diào)制中，首先對輸入的二進制數(shù)據(jù)進行分組，將二位編成一組，即構(gòu)成雙比特碼元。對于k=2，則，對應四種不同的相位或相位差。 我們把組成雙比特碼元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷碼排列，以便提高傳輸(chun sh)的可靠性。按國際統(tǒng)一標準規(guī)定，雙比特碼元與載波相位的對應關系有兩種，稱為A方式和B方式，它們的對應關系

37、如表2-2所示，其矢量表示如圖2-38所示。46共九十四頁47共九十四頁48共九十四頁49共九十四頁2.3.4 數(shù)字(shz)調(diào)頻 用基帶數(shù)據(jù)信號控制載波的頻率，稱為數(shù)字調(diào)頻，又稱頻移鍵控(FSK)。下面以2FSK為例，介紹其基本原理。1. 2FSK信號及功率譜密度 (1) 2FSK信號 二進制移頻鍵控就是用二進制數(shù)字信號控制載波頻率，當傳送“1”碼時輸出頻率；當傳送“0”碼時輸出頻率。根據(jù)(gnj)前后碼元載波相位是否連續(xù)，可分為相位不連續(xù)的移頻鍵控和相位連續(xù)的移頻鍵控，如圖2-41所示。50共九十四頁(2) 2FSK信號功率譜密度 如前所述，相位不連續(xù)的2FSK信號是由兩個非抑制載波的2A

38、SK信號合成，故其功率譜密度也是兩個不抑制載波的2ASK信號的功率譜密度的合成，如圖2-43所示（假設無發(fā)送低通，其作用(zuyng)由發(fā)送帶通完成，且僅是簡單的頻帶限制）。 51共九十四頁52共九十四頁2. 2FSK信號的產(chǎn)生和解調(diào)(1)2FSK信號的產(chǎn)生 前述已說明，2FSK信號是兩個數(shù)字(shz)調(diào)幅信號之和，故此，2FSK信號的產(chǎn)生可用兩個數(shù)字(shz)調(diào)幅信號相加的辦法產(chǎn)生。如圖2-44所示，就是相位不連續(xù)的2FSK信號產(chǎn)生的原理圖。 圖2-44(a)為相位不連續(xù)的2FSK信號產(chǎn)生的原理，利用數(shù)據(jù)信號的“1”和“0”分別選通門電路1和2，以分別控制兩個獨立的振蕩源f1和f2，并求和即

39、可得到相位不連續(xù)的2FSK信號。 圖2-44(b)為相位連續(xù)的2FSK信號產(chǎn)生的原理圖，利用數(shù)據(jù)信號的“1”和“0”的電壓的不同控制一個可變頻率的電壓控制振蕩器以產(chǎn)生兩個不同頻率的信號f1和f2，這時兩個頻率變化時相位就是連續(xù)的。53共九十四頁(2) 2FSK信號的解調(diào) 這里討論兩種簡單的2FSK的解調(diào)方法，如圖2-45所示。 圖2-45(a)是采用分路選通濾波器進行2FSK信號的非相干解調(diào)，當2FSK信號的頻偏較大時，可以把2FSK信號當作兩路不同載頻的2ASK信號接收。為此，需要兩個中心頻率分別為和的帶通濾波器，利用它們把代表(dibio)“1”和“0”碼的信號分離開，得到兩個2ASK信號

40、，再經(jīng)振幅檢波器得到兩個解調(diào)電壓，把這兩個電壓相減即可得到解調(diào)信號的輸出。這種解調(diào)方式要求有較大的頻偏指數(shù)，故這種解調(diào)方式的頻帶利用率較低。圖2-45(b)是采用鑒頻解調(diào)方法的簡單框圖。54共九十四頁 鑒頻器法在頻帶數(shù)據(jù)傳輸中廣泛用于2FSK信號的解調(diào)，原理電路如圖2-46所示。2FSK信號先經(jīng)過帶通濾波器濾除信道中的噪聲，限幅器用以消除接收信號的幅度變化。鑒頻器一般采用雙諧振回路的線性鑒頻器，如圖2-46(a)所示。每個諧振回路諧振于載頻近旁，經(jīng)分路檢波后輸出互相(h xing)差動連接，其輸出為U1+U2，鑒頻特性如圖2-46(b)所示。55共九十四頁2.3.5 高效(o xio)帶寬調(diào)制

41、1. 正交幅度調(diào)制(1) 基本原理 正交幅度調(diào)制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)，又稱正交雙邊帶調(diào)制。它是將兩路獨立的基帶波形分別對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，所得到的兩路已調(diào)信號疊加起來的過程。由于兩路已調(diào)信號頻譜正交，可以在同一頻帶內(nèi)并行傳輸兩路數(shù)據(jù)信息，因此(ync)其頻帶利用率和單邊帶相同。在QAM方式中，基帶信號可以是二電平，又可以為多電平的，若為多電平時，就構(gòu)成多進制正交幅度調(diào)制（MQAM），其調(diào)制信號產(chǎn)生和解調(diào)原理如圖2-47所示。56共九十四頁57共九十四頁 由于同相路的調(diào)制載波與正交路的調(diào)制載波相位相差，所以形成兩

42、路正交的功率頻譜，QAM信號的功率譜密度(md)如圖2-48所示（設同相路基帶形成采用余弦低通，正交路基帶形成采用正弦低通），兩路都是雙邊帶調(diào)制，而且兩路信號同處于一個頻段之中，可同時傳輸兩路信號，故頻帶利用率是雙邊帶調(diào)制的兩倍，即與單邊帶方式或基帶傳輸方式的頻帶利用率相同。58共九十四頁59共九十四頁(2) QAM信號星座圖 首先，以4QAM信號產(chǎn)生為例，其電路方框圖及信號的矢量表示見圖2-49(a)。 由圖2-49(a)所示抑制載頻雙邊帶調(diào)幅的信號的矢量表示可以看出，以未調(diào)載波的相位作為基準相位或參考相位，對應-l或+1信號的已調(diào)波信號相位相差。同步(tngb)路的“1”對應于相位，“0”

43、則對應于相位；而正交路的載波與同相路相差，則正交路的“1”對應于相位，“0”對應于相位。同相、正交兩路調(diào)制輸出經(jīng)合成電路合成，則輸出信號可有四種不同相位，可以用來表示一個(A，B)二元碼組。 (A，B)二元碼共有四種組合，即00，01，11，10。這四種組合所對應的相位矢量關系如圖2-49(b)所示。圖中所示的對應關系是按格雷碼規(guī)則變換的，這種變換的優(yōu)點是相鄰判決相位的碼組只有一個比特的差別，相位判決錯誤時只造成一個比特的誤碼，所以這種變換有利降低傳輸誤碼率。 圖2-49(b)是4QAM信號的矢量表示，圖2-49(c)為QAM信號的星座表示。對前述討論的4QAM方式是同相路和正交路分別傳送的是

44、二電平碼的情況。如果采用2/L電平變換，則兩路用于調(diào)制的信號為L電平基帶信號，這樣就能更進一步提高頻帶利用率。例如，采用四電平基帶信號，每路在星座上有4個點，于是4416，組成16個點的星座圖，如圖2-50所示。這種正交調(diào)幅稱為16QAM。同理，如果兩路采用八電平基帶信號，可得64點星座圖，稱為64QAM，更進一步還有256QAM等。由前述對應的數(shù)值可知，MQAM的每路電平數(shù)為。60共九十四頁61共九十四頁62共九十四頁2. 偏移正交相移調(diào)制 偏移（交錯）正交相移調(diào)制（OQPSK）是對四相調(diào)相（QPSK）的改進。在2.3.3中介紹了使用(shyng)兩路正交的2PSK信號產(chǎn)生QPSK，其中兩個

45、支路的基帶波形在時間上是同步的，如圖2-51給出了QPSK調(diào)制的一組數(shù)據(jù)信號波形表示。63共九十四頁 圖2-51表示的是用于調(diào)制的雙極性基帶數(shù)據(jù)信號（圖(a)所示），經(jīng)過串/并變換，成為兩路數(shù)據(jù)流（圖(b)和(c)所示），其中原始基帶數(shù)據(jù)信號的碼元間隔為T，而分成兩路后，每一路的碼元間隔為2T。對于QPSK來說，兩路的基帶波形是對齊的，分別進行2PSK調(diào)制，載波相位每隔2T改變一次。如果某一個2T間隔內(nèi)，兩路數(shù)據(jù)同時改變相位，則會產(chǎn)生的載波相位改變，這會使信號通過帶通濾波器（帶限信道）后，產(chǎn)生的波形不再是恒包絡（甚至瞬間會變?yōu)?）。這種信號通過采用非線性放大器（例如微波中繼和衛(wèi)星通信）的信道后

46、，使已經(jīng)濾除的帶外分量又被恢復(huf)出來，導致頻譜擴展，對相鄰波道產(chǎn)生干擾。 圖2-52所示為OQPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)信號波形表示，其中也包括串/并變換和正交調(diào)制，但是與QPSK不同的是兩路基帶波形有了T/2，即半個碼元間隔的偏移（Offset），這使得任何T內(nèi)的相位跳變只能是和。濾波后的OQPSK信號的包絡不會過零點，當通過非線性器件時，產(chǎn)生的包絡波動小。因此，在非線性系統(tǒng)中，OQPSK比QPSK的性能優(yōu)越。64共九十四頁65共九十四頁66共九十四頁(2) 高斯最小頻移鍵控調(diào)制 高斯最小頻移鍵控（GMSK）是MSK的改進，它在MSK調(diào)制器前加入一個高斯低通濾波器，即基帶信號首先形成為高斯形脈

47、沖，然后再進行MSK調(diào)制。 由MSK調(diào)制的討論中可以看出，MSK調(diào)制的優(yōu)點是具有恒包絡和主瓣外衰減快的特性，而GMSK不但具有MSK的這些優(yōu)點，而且具有更好的頻譜和功率特性。即經(jīng)過(jnggu)高斯低通濾波器成形后的高斯脈沖包絡無陡峭邊沿，亦無拐點，特別適用于功率受限和信道存在非線性、衰落以及多普勒頻移的移動通信系統(tǒng)。 GMSK在MSK的基礎上得到更平滑的相位路徑，但誤比特率性能不如MSK。67共九十四頁2.3.6 數(shù)字調(diào)制中的載波(zib)提取和形成1. 直接法 從接收的己調(diào)信號中提取相干載波，首先要考慮的問題是接收的已調(diào)信號中是否含有載頻分量。如果(rgu)接收的己調(diào)信號中含有載頻分量，就

48、可以直接通過窄帶濾波器或鎖相環(huán)提取。 在數(shù)據(jù)傳輸中，因為載頻分量本身不負載信息，所以多數(shù)調(diào)制方式中都采用抑制載頻分量的方式，即已調(diào)信號中不直接含有載頻分量，這時無法直接從接收信號中提取載波的頻率和相位信息。但是對于某些信號，如2PSK、QAM等，只要對接收信號波形進行適當?shù)姆蔷€性處理，就可以使處理后的信號中含有載波的頻率和相位信息，然后通過窄帶濾波器或鎖相環(huán)獲得相干載波。68共九十四頁 利用這種方法提取的載波，頻率能完全跟蹤發(fā)送載頻，而且由于直接處理接收信號，包括由信道引入的頻率偏移在內(nèi)的各種頻率變化也能很好的跟蹤，這是一種比較簡單而又可靠的方法。這種方法的主要缺點是由于二分頻電路輸出的頻率為

49、載波頻率信號存在和的相位不定性，用這樣的相干載波進行解調(diào)就會存在“1”和“0”反相的問題。為了克服這一缺點，在傳輸中可以(ky)采用相對碼變換技術，如DPSK方式。 接收信號幅度波動和接收信號瞬時中斷，會所造成提取的相干載波的頻率和相位不穩(wěn)定，也會引起相干載波的相位抖動，這時多采用鎖相環(huán)的方式，如圖2-57所示。69共九十四頁2. 插入導頻法 在某些情況下可能無法從接收的己調(diào)信號中獲取所需要的相干載波的頻率和相位信息，這時，只能(zh nn)利用發(fā)送端加入的特殊導頻來取得載波的信息。所謂插入導頻，就是在已調(diào)信號頻譜中額外地加入一個低功率的載頻或與其有關的頻率的線譜，其對應的正弦波就稱為導頻信號

50、。在接收端利用窄帶濾波器把它提取出來，經(jīng)過適當?shù)奶幚?，如鎖相、變頻、形成等，即可獲得接收端的相干載波。70共九十四頁2.3.7 數(shù)字信號的最佳(zu ji)接收1. 最佳接收的概念 通信系統(tǒng)中信道特性的不理想及信道噪聲的存在，會直接影響接收系統(tǒng)的性能，而一個通信系統(tǒng)的質(zhì)量優(yōu)劣在很大程度上取決于接收系統(tǒng)的性能。因此把接收問題作為研究對象，研究在噪聲條件下如何最好地提取有用信號，且在某個準則下構(gòu)成最佳接收機，使接收性能達到最佳，這就是通信理論中十分重要的最佳接收。 最佳接收是從提高接收機性能角度出發(fā)，研究在輸入相同信噪比的條件下，如何使接收機最佳地完成接收信號的任務。因此要研究最佳接收機的原理，討

51、論它們在理論上的最佳性能，并與現(xiàn)有各種( zhn)接收方法比較。這里“最佳”或“最好”并不是一個絕對的概念，而是在相對意義上說的，使之在某一個“標準”或“準則”下是最佳，而對其他條件下，不同的準則也可能是等效的。數(shù)字通信中常用的“最佳”準則是指最小差錯概率準則、最小均方誤差準則、最大輸出信噪比準則等。71共九十四頁72共九十四頁73共九十四頁74共九十四頁75共九十四頁76共九十四頁77共九十四頁78共九十四頁79共九十四頁2.3.8 數(shù)字(shz)調(diào)制系統(tǒng)的比較80共九十四頁81共九十四頁3. 設備的復雜性 除了頻帶利用率、誤碼性能，設備的復雜性也是一個重要(zhngyo)因素，圖2-61給

52、出了各種數(shù)字調(diào)制設備復雜性的比較。82共九十四頁2.4 數(shù)據(jù)信號的數(shù)字傳輸2.4.1 數(shù)據(jù)信號數(shù)字傳輸?shù)母拍罴疤攸c 在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據(jù)信號稱為數(shù)據(jù)信號的數(shù)字傳輸，簡稱數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸。所謂數(shù)字信道是指傳輸時分制PCM信號所構(gòu)成的信道，每路語音信號的經(jīng)PCM處理后的編碼速率是64kbit/s，多路合成后變成更高速率的數(shù)字信號后可經(jīng)各種傳輸系統(tǒng)傳輸。 采用數(shù)字信道來傳輸數(shù)據(jù)信號與采用模擬信道的傳輸方式相比，主要有下述兩個優(yōu)點： 傳輸質(zhì)量高。由于數(shù)據(jù)信號本身就是數(shù)字信號，直接或經(jīng)過復用即可在數(shù)字信道上傳輸，無需經(jīng)過頻帶Modem的調(diào)制和解調(diào)；傳輸距離較長時，數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆绞娇梢酝ㄟ^再生中繼器使信道中

53、引入的噪聲(zoshng)和信號失真不發(fā)生累積，這都將導致數(shù)據(jù)傳輸質(zhì)量的大大提高。 信道傳輸速率高。一個PCM數(shù)字話路的數(shù)據(jù)傳輸速率為64kbit/s的數(shù)據(jù)，較低速率的數(shù)據(jù)可通過時分復用方式復用到64kbit/s，這比早期在模擬話路上采用調(diào)制解調(diào)技術的傳輸速率高；另外，可以利用PCM30/32的幾個時隙（速率為n64kbit/s）、整個基群（速率為2048kbit/s）等傳輸數(shù)據(jù)信號，達到更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。83共九十四頁2.4.2 數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸?shù)膶崿F(xiàn)(shxin)方式 要實現(xiàn)數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸，雖然不需要模/數(shù)轉(zhuǎn)換，但是要解決數(shù)據(jù)信號如何接入數(shù)字信道的問題(wnt)，下面簡單討論同步方式和異步方式

54、。1同步方式 這里的“同步”是指數(shù)據(jù)終端設備DTE發(fā)出的數(shù)據(jù)信號和待接入的PCM信道的時鐘是相互同步的，即DTE發(fā)出的數(shù)據(jù)信號在速率和時間上都受到PCM信道的時鐘控制，如圖2-62所示。 采用這種方式可實現(xiàn)同步時分復用，能充分利用PCM信道的傳輸容量。同步傳輸方式的缺點是，由于所有的DTE都處于受控從屬地位，數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的靈活性較差。84共九十四頁2異步方式 如果DTE發(fā)出數(shù)據(jù)信號的時鐘與PCM信道時鐘是非同步的，即沒有相互控制關系，則稱為異步方式。異步傳輸方式又可以分為代碼變換和脈沖塞入兩類，其中代碼變換方式還可以分為取樣法、游標法和雙模法，其中取樣法如圖2-63所示。 異步傳輸方式實現(xiàn)較簡

55、單(jindn)、靈活，但傳輸效率較低，不能充分利用PCM信道的傳輸容量，并會使傳輸信號有較大的時間抖動。85共九十四頁2.4.3 數(shù)字(shz)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r分復用1. 時分復用的概念 數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸中的時分復用就是將多個低速(d s)的數(shù)據(jù)流合并成高速的數(shù)據(jù)流，而后在一條信道上傳輸。即如果數(shù)據(jù)終端產(chǎn)生的是低速(d s)數(shù)據(jù)信號（9.6kbit/s或以下），需要將幾路低速(d s)數(shù)據(jù)信號合成一個的信號再在數(shù)字信道內(nèi)傳輸。 時分復用的具體方法如圖2-64所示。將被復用數(shù)據(jù)信道上的比特或字符交錯排列，然后以高速送到集合數(shù)字信道上。在對端的復用器，從集合信道上將高速數(shù)據(jù)流分割成比特或字符送到相應的低

56、速數(shù)據(jù)信道上去。 圖2-64的兩端可看成是同步旋轉(zhuǎn)的開關，開關的每個接點與一低速信道相連。在發(fā)送端，當開關的接點旋轉(zhuǎn)到某一個低速信道時，就將該接點所連信道上的數(shù)據(jù)取樣出來，并送到集合信道上去。接收端的旋轉(zhuǎn)開關與發(fā)送端的旋轉(zhuǎn)開關完全同步旋轉(zhuǎn)，并保證起始點相同，于是把集合信道上的高速數(shù)據(jù)流分路到相應的低速數(shù)據(jù)信道上去。86共九十四頁2. 時分復用的方式(1) 比特交織和字符交織 根據(jù)圖2-64的旋轉(zhuǎn)開關在低速信道上停留時間的長短，可以把時分復用分為比特交織和字符交織兩種方式。 比特交織復用(f yn)又稱按位復用(f yn)。在高速數(shù)據(jù)信號集合幀里，每一個時隙只傳送一個低速信道的1個比特數(shù)據(jù)，相當

57、于圖2-64中旋轉(zhuǎn)開關的接點在每一個低速信道上僅停留1個比特的持續(xù)時間。 字符交織復用又稱按字復用。在高速數(shù)據(jù)信號集合幀里，每次傳送一個低速信道的一個字符（其長度視字符結(jié)構(gòu)而定），即相當于圖2-64中旋轉(zhuǎn)開關的接點在每一個低速信道上停留1個字符的持續(xù)時間。(2) 速率適配 速率適配又稱速度適配，它是把輸入時分復用器的不等時的數(shù)據(jù)信號變?yōu)榈葧r的數(shù)字信號，而該等時的數(shù)字信號的時鐘與時分復用器的時鐘同步。各低速信道輸入的數(shù)據(jù)信號先經(jīng)過各自的速率適配器，然后在時分復用器中合并成集合信道的髙速數(shù)據(jù)流，如圖2-65所示。87共九十四頁(3) X.50和X.51建議 在數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸中，CCITT(現(xiàn)為ITU-T