開關(guān)電源的技術(shù)現(xiàn)狀及失效分析課件

1、 開關(guān)電源的技術(shù)現(xiàn)狀及失效分析 一、開關(guān)電源技術(shù)現(xiàn)狀 二、開關(guān)電源失效分析 一、開關(guān)電源技術(shù)現(xiàn)狀(1)開關(guān)電源的發(fā)展方向及技術(shù)趨勢(2)開關(guān)電源基本拓樸(3)常用電路結(jié)構(gòu)(4)功率因數(shù)校正技術(shù)(5)開關(guān)電源常用PWM控制模式(6)同步整流簡介 二、開關(guān)電源失效分析(1)概述(2)整機失效分析(3)器件失效模式及分析 (2)開關(guān)電源基本拓樸1)降壓變換器BUCK2)升壓變換器BOOST3)升降壓變換器BUCK-BOOST 基本數(shù)量關(guān)系負載電壓平均值 tonV通的時間 toffV斷的時間 -導(dǎo)通占空比 Uo最大為E ，減小占空比 ，Uo隨之減小。因此稱為降壓斬波電路。 負載電流平均值： 降壓變換器

2、電路的原理圖及波形a）電路圖 b）電流連續(xù)時的波形 c）電流斷續(xù)時的波形 降壓變換器BUCK升壓變換器BOOST 1. 升降壓斬波電路設(shè)L值很大，C值也很大。使電感電流iL和電容電壓即負載電壓uo基本為恒值?；竟ぷ髟鞻通時，電源E經(jīng)V向L供電使其貯能，此時電流為i1。同時，C維持輸出電壓恒定并向負載R供電。V斷時，L的能量向負載釋放，同時向C充電，電流為i2。負載電壓極性為上負下正，與電源電壓極性相反，該電路也稱作反極性斬波電路。升降壓電路及其波形a）電路圖 b）波形穩(wěn)態(tài)時，一個周期T內(nèi)電感L兩端電壓uL對時間的積分為零，即： 當V處于通態(tài)期間，uL = E；而當V處于斷態(tài)期間，uL =

3、- uo。于是： 所以輸出電壓為： 升壓變換器BOOST 改變導(dǎo)通比 ，輸出電壓既可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0 1/2時為降壓，當1/2 1時為升壓，因此將該電路稱作升降壓斬波電路。也有文獻直接按英文稱之為buck-boost 變換器（Buck-Boost Converter）。圖中給出了電源電流i1和負載電流i2的波形，設(shè)兩者的平均值分別為I1和I2，當電流脈動足夠小時，有: 升降壓斬波電路及其波形a）電路圖 b）波形升壓變換器BOOST (3)常用電路結(jié)構(gòu) 1)反激變換器Flyback 2)正激變換器Forward 3)半橋變換器Half-Bridge 4)全橋變換器Full

4、-Bridge 反激電路中的變壓器起著儲能元件的作用，可以看作是一對相互耦合的電感。工作過程：S開通后，VD處于斷態(tài)，N1繞組的電流線性增長，電感儲能增加；S關(guān)斷后，N1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過N2繞組和VD向輸出端釋放。S關(guān)斷后的電壓為：反激電路原理圖 反激電路的理想化波形 反激變換器Flyback反激電路的工作模式：電流連續(xù)模式：當S開通時，N2繞組中的電流尚未下降到零。輸出電壓關(guān)系： 電流斷續(xù)模式：S開通前，N2繞組中的電流已經(jīng)下降到零。輸出電壓高于上式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下， ，因此反激電路不應(yīng)工作于負載開路狀態(tài)。反激變換器Flyback變

5、壓器的磁心復(fù)位：開關(guān)S開通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨著時間的增加而線性的增長，直到S關(guān)斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設(shè)法使激磁電流在S關(guān)斷后到下一次再開通的一段時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復(fù)位。 正激變換器Forward變壓器的磁心復(fù)位時間為 輸出電壓： 輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下： 輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓Uo將高于式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下， 正激變換器Forward工作過程：S1與S2交替導(dǎo)通，使變壓器一次側(cè)形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關(guān)的占空比，就可以改變二次側(cè)整流電壓ud的平均值，也就改變了輸出電壓Uo。S1導(dǎo)通時，二

6、極管VD1處于通態(tài)，S2導(dǎo)通時，二極管VD2處于通態(tài)，當兩個開關(guān)都關(guān)斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，VD1和VD2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。S1或S2導(dǎo)通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關(guān)都關(guān)斷時，電感L的電流逐漸下降。S1和S2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為Ui。半橋變換器Half-Bridge由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關(guān)導(dǎo)通時間不對稱而造成的變壓器一次側(cè)電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和。 輸出電壓： 當濾波電感L的電流連續(xù)時： 如果輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓U0將高于上式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下， 。半橋變換器H

7、alf-Bridge全橋電路原理圖全橋電路的理想化波形全橋變換器Full-Bridge工作過程：全橋逆變電路中，互為對角的兩個開關(guān)同時導(dǎo)通，同一側(cè)半橋上下兩開關(guān)交替導(dǎo)通，使變壓器一次側(cè)形成幅值為Ui的交流電壓，改變占空比就可以改變輸出電壓。當S1與S4開通后，二極管VD1和VD4處于通態(tài)，電感L的電流逐漸上升；S2與S3開通后，二極管VD2和VD3處于通態(tài)，電感L的電流也上升。當4個開關(guān)都關(guān)斷時，4個二極管都處于通態(tài)，各分擔一半的電感電流，電感L的電流逐漸下降.S1和S2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為Ui。如果S1、S4與S2、S3的導(dǎo)通時間不對稱，則交流電壓uT中將含有直流分量，會在變壓器一次側(cè)產(chǎn)

8、生很大的直流 分量，造成磁路飽和，因此全橋電路應(yīng)注意避免電壓直流分量的產(chǎn)生，也可以在一次側(cè)回路串聯(lián)一個電容，以阻斷直流電流。全橋變換器Full-Bridge輸出電壓：濾波電感電流連續(xù)時： 輸出電感電流斷續(xù)時，輸出電壓Uo將高于上式的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下， 全橋變換器Full-Bridge (4)功率因數(shù)校正技術(shù)PFC1)概述2)無源功率因數(shù)校正Passive PFC3)有源功率因數(shù)校正技術(shù)Active PFC 1)概述下圖按IEC1000-3-2的分類法給出了功率電子裝置的4種分類等級：A，B，C，和D。對于這4種不同的等級，分別有相應(yīng)的各次諧波限制。IEC標準規(guī)

9、定，輸出功率在75600W的電子裝置都要滿足ClassD，對于這類設(shè)備不僅在滿載時要滿足ClassD，而且在輸入功率=75W時也要滿足ClassD；而對于照明裝置的要求更加嚴格，要求它滿足ClassC。 2)無源功率因數(shù)校正Passive PFC無源技術(shù)，是接入L、C網(wǎng)絡(luò)，只能對某些特定的諧波進行抑制和基波移相補償。這種方法最早是用于電力系統(tǒng)，但體積和質(zhì)量都很大。對于我們開關(guān)電源來說，無源PFC電路一般采用電感補償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來提高功率因數(shù)，在交流電源進線或整流橋與濾波用的200V電容之間直接串聯(lián)電感，同時改造開關(guān)電路的校正，一般在高壓濾波電容附近，是一個較大的

10、工頻電感，它最大好處就是所需線路簡單，生產(chǎn)成本較低。被動式PFC的能源轉(zhuǎn)換效率不高，容易產(chǎn)生工頻震動和噪音等問題。如下圖所示 2)有源功率因數(shù)校正技術(shù)Active PFCPFC整流器的控制策略 理論上電力電子電路的幾種基本拓撲結(jié)構(gòu)（Buck、Boost、Buck-boost、Sepic、Cuk）原則上都可以構(gòu)成PFC，但使用Boost電路有一些獨特優(yōu)點，如下：1、輸入電流連續(xù)，EMI小，RFI低。2、有輸入電感，可減少對輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對主電路高頻瞬態(tài)沖擊。3、輸出電壓大于輸入電壓峰值，對市電電壓為100V（AC）的國家和地區(qū)特別合適。例如，輸入90132V交流，輸出直流電壓約為

11、200V；若輸入為90264V交流，直流輸出將為400V。4、開關(guān)器件S的電壓不超過輸出電壓值。5、容易驅(qū)動功率開關(guān)，其參考端點的電位為0V。6、可在國際國際標準規(guī)定的輸入電壓和頻率廣泛變化范圍內(nèi)保持正常工作。 缺點：1、輸入、輸出之間沒有絕緣隔離。2、在開關(guān)S、二極管D和輸出電容形成的回路中若有雜散電感，則在25100KHz的PWM頻率下，容易產(chǎn)生危險的過電壓，對開關(guān)S的安全運行不利。 2)有源功率因數(shù)校正技術(shù)Active PFCPFC整流器的常用控制方式 PFC的常用控制方式為峰值電流控制（臨界電流控制）、滯環(huán)電流控制（也稱滯后電流控制）、平均電流控制。 滯環(huán)電流型：滯環(huán)電流控制的輸入電流

12、波形如下圖所示：開關(guān)導(dǎo)通時電感電流上升，上升到上限閾值時，滯環(huán)比較器輸出低電平，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流下降；下降到下限閾值時，滯環(huán)比較器輸出高電平，開關(guān)管導(dǎo)通，電感電流上升，如此周而復(fù)始地工作，其中取樣電流來自電感電流。特點：結(jié)構(gòu)簡單，實現(xiàn)容易，具有很強的快速動態(tài)響應(yīng)能力。開關(guān)頻率不固定，濾波器設(shè)計困難。目前，關(guān)于滯環(huán)電流控制改進方案的研究還很活躍，目的在于實現(xiàn)恒頻控制。將其他控制方法與滯環(huán)電流控制相結(jié)合是SPWM電流變換器電流控制策略的發(fā)展方向之一。 PFC整流器的常用控制方式 平均電流控制模式： 平均電流控制的輸入電流波形如下圖所示。平均電流控制將電感電流信號與鋸齒波信號相加。當兩信號之和超

13、過基準電流時，開關(guān)管關(guān)斷，當其和小于基準電流時，開關(guān)管導(dǎo)通。取樣電流來自實際輸入電流而不是開關(guān)電流。由于電流環(huán)有較高的增益帶寬、跟蹤誤差小、瞬態(tài)特性較好。THD(5)和EMI小、對噪聲不敏感、開關(guān)頻率固定、適用于大功率應(yīng)用場合，是目前PFC中應(yīng)用最多的一種控制方式。其缺點是參考電流與實際電流的誤差隨著占空比的變化而變化，能夠引起低次電流諧波。 PFC整流器的常用控制方式 峰值電流模式： 工作頻率變化,Boost電路工作在電感電流臨界連續(xù)的狀態(tài),因此，Boost控制功能部分的電流環(huán)必須同時實現(xiàn)電流的峰值檢測和零電流檢測，零電流檢測控制了PWM脈沖的前沿，峰值電流檢測是滿足乘法器輸出指令電流的要求

14、，實現(xiàn)脈寬電流限制（cycle-by-cycle Current limiting),控制了PWM脈沖的后沿。峰值電流控制的輸入電流波形如下圖所示，開關(guān)管在恒定的時鐘周期導(dǎo)通，當輸入電流上升到基準電流時，開關(guān)管關(guān)斷。采樣電流來自開關(guān)電流或電感電流。峰值電流控制主要特點：1、實現(xiàn)容易；2、電流峰值和平均值之間存在誤差，無法滿足THD很小的要求；3、電流峰值對噪聲敏感；4、開關(guān)管通態(tài)電流較大；5、對二極管反向恢復(fù)時間要求不高。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式1)概述2)電壓模式 3)峰值電流模式 4)平均電流模式 1)概述 PWM (Pulse Width Modulation)控制就是脈寬調(diào)制

15、技術(shù)：即通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值)。PWM控制的思想源于通信技術(shù)，全控型器件的發(fā)展使得實現(xiàn)PWM控制變得十分容易。PWM技術(shù)的應(yīng)用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術(shù)的發(fā)展史上占有十分重要的地位。PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的成功應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位?，F(xiàn)在使用的各種逆變電路都采用了PWM技術(shù). PWM開關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開關(guān)電源的輸出電壓或

16、電流等被控制信號穩(wěn)定。 PWM的開關(guān)頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流 、輸出電感電壓、開關(guān)器件峰值電流。由這些信號可以構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng) ，實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時可以實現(xiàn)一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能?，F(xiàn)在主要有電壓模式、峰值電流模式、平均電流模式、滯環(huán)電流模式、相加模式五種PWM反饋控制模式 ,我們這里主要介紹電壓模式、峰值電流模式、平均電流模式。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式2)電壓模式 左圖是BUCK降壓斬波器的電壓模式控制PWM反饋系統(tǒng)原理圖。電壓模式控制PWM是60年代后期開關(guān)穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展而采用的第一種控制方法。

17、該方法與一些必要的過電流保護電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應(yīng)用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調(diào)制原理，得到當時的脈沖寬度，如左圖中波形所示。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式2)電壓模式 電壓模式中逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容C及電感L相移延延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是暫態(tài)響應(yīng)慢的

18、主要原因。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式2)電壓模式 電壓模式控制的優(yōu)點：PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量；占空比調(diào)節(jié)不受限制；對于多路輸出電源，它們之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好 ；單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計、調(diào)試比較容易；對輸出負載的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。缺點：對輸入電壓的變化動態(tài)響應(yīng)較慢；補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計本來就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復(fù)雜；輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點，在補償設(shè)計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償；在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復(fù)雜。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式3)峰值電流模式 峰值電流模式控制簡

19、稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關(guān)電源。在70年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建模研究 。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路（UC3842、UC3846）的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用，主要用于單端及推挽電路。如左圖所示，誤差電壓信號 Ue 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號U比較，然后得到PWM脈沖關(guān)斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流

20、大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式3)峰值電流模式 電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應(yīng)，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應(yīng)不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流 (5)開關(guān)電源常用P

21、WM控制模式3)峰值電流模式 峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點:暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快；控制環(huán)易于設(shè)計；輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美；簡單自動的磁通平衡功能；瞬時峰值電流限流功能 ，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流

22、功能；自動均流并聯(lián)功能。缺點：占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差；閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想；容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償；對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關(guān)器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關(guān)器件改變關(guān)斷時刻，使系統(tǒng)進入次諧波振蕩；電路拓撲受限制； (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式4)平均電流模式 平均電流模式控制概念產(chǎn)生于70年代后期。平均電流模式控制 PWM集成電路出現(xiàn)在90年代初期，成熟應(yīng)用

23、于90年代后期的高速CPU專用的具有高di/dt動態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓大電流開關(guān)電源。左圖所示為平均電流模式控制PWM的原理圖。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp（U current- program）。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式4)平均電流模式 Ui與Ucp的差值經(jīng)過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca 。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到PWM關(guān)斷時刻

24、。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡（對應(yīng)于開關(guān)器件導(dǎo)通時期）與三角波UT或Us的上斜坡比較產(chǎn)生關(guān)斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。 (5)開關(guān)電源常用PWM控制模式4)平均電流模式 平均電流模式控制的優(yōu)點是：平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號 ；不需要斜坡補償；調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越；適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制；易于實現(xiàn)均流。缺點是：電流放大器在開關(guān)頻率處的增益有最大限制；雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)設(shè)計調(diào)試復(fù)雜。目前APFC中CCM模式IC多采用此控制

25、模式，典型的控制IC有TI的UCC3854、UCC3818；INFINEON的TDA16888（PFC和PWM二合一）、1PCS01 ；CMC的CM6800；ST的L4981等。 (6)同步整流簡介1)概述2)它激式同步整流技術(shù)3)自激式同步整流技術(shù) (6)同步整流簡介1)概述 近年來電子技術(shù)的發(fā)展使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗但也給電源設(shè)計提出了新的難題。開關(guān)電源的損耗主要由以下部分組成：功率開關(guān)管的損耗、高頻變壓器的損耗、輸出端整流管的損耗。在低電壓大電流輸出的情況下整流二極管的導(dǎo)通壓降較高輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（FRD）

26、或超快恢復(fù)二極管（SRD）可達1.01.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可達20A。此時超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達到（1840）PO，占電源總損耗的60以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DCDC變換器提高效率的瓶頸。 (6)同步整流簡介1)概述 同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOS，來取代整

27、流二極管以降低整流損耗的一項新技術(shù)。它能大大提高DCDC變換器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。單端正激、隔離式降壓同步整流器的基本原理如下圖所示，V1及V2為功率MOSFET，在次級電壓的正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V1起整流作用；在次級電壓的負半周，V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括V1及V2的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動損耗。當開關(guān)頻率低于1MHz時，導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)

28、頻率高于1MHz時，以柵極驅(qū)動損耗為主。 (6)同步整流簡介2)它激式（外驅(qū)動）同步整流技術(shù)它激式同步整流器是最先采用的,每個SR 管對應(yīng)一套復(fù)雜的驅(qū)動電路,驅(qū)動電路包括時延邏輯、驅(qū)動器和變壓器 ,如下圖 所示(注: SR1 的驅(qū)動電路與SR2 相同,省略未畫)外驅(qū)動方式時，柵極驅(qū)動電壓VG作為開關(guān)管一樣；加在MOSFET管的柵源(GS)極間。它的缺點是：需要控制檢測、定時邏輯、同步變壓器、以及高速驅(qū)動電路等，比較復(fù)雜，價格貴，開發(fā)周期長，一定程度上限制了外驅(qū)同步整流的廣泛應(yīng)用，優(yōu)點是可使用在大多數(shù)電路結(jié)構(gòu)中。 (6)同步整流簡介2)自激式（自驅(qū)動）同步整流技術(shù)自激式同步整流是在主變壓器上加兩

29、個輔助繞組，獲得驅(qū)動信號，在副邊電壓合適的情況下，可直接從副邊主電路獲得驅(qū)動信號。自驅(qū)動同步整流簡單、可靠。 二、開關(guān)電源失效分析(1)概述 可靠性技術(shù)首先是從評價可靠性開始的,主要關(guān)注可靠性試驗和評價方法.可靠性技術(shù)逐漸轉(zhuǎn)向提高可靠性,失效分析和失效物理成為可靠性研究的重點.失效分析是可靠性工程的基礎(chǔ),只有通過失效分析才能解決失效,降低故障率,積累經(jīng)驗,提高技術(shù)水平。 傳統(tǒng)的器件失效分析是對失效器件進行分析，從材料、結(jié)構(gòu)、設(shè)計、制造工藝和使用等方面，通過物理、化學(xué)的分析方法來確定失效模式，分析失效機理，判斷失效性質(zhì)、假設(shè)失效原因?，F(xiàn)在的失效分析不僅僅是傳統(tǒng)的失效模式和機理的分析，而是根本原因

30、分析，找到根本原因，提出改進措施，解決問題，更重要的是提出預(yù)防措施，在新產(chǎn)品開發(fā)中避免類似的問題發(fā)生。 基本內(nèi)容：失效情況調(diào)查、失效模式鑒別、失效特征描述、假設(shè)失效機理、證實失效機理、提出糾正措施和新失效因素、積累失效分析經(jīng)驗。 二、開關(guān)電源失效分析(1)概述。 失效模式是器件失效后表現(xiàn)出來的宏觀現(xiàn)象和特征，它不需要解剖器件即可獲得。主要有開路、短路、功能喪失、功能退化、重測合格、結(jié)構(gòu)不良等。 失效機理是指由于物理、化學(xué)、機械、電、人等原因引起產(chǎn)品失效的機理。該定義中的產(chǎn)品是從大的系統(tǒng)到器件、部件、材料等的總稱。 如果針對半導(dǎo)體器件的情況，失效機理是導(dǎo)致器件發(fā)生失效的物理、化學(xué)變化過程。根據(jù)失

31、效機理，可以判斷導(dǎo)致器件失效的根本原因，進而提出相應(yīng)改進措施。 典型失效機理包括：設(shè)計缺陷、內(nèi)部退化、表面退化、金屬化退化、氧化層退化、鍵和缺陷、封裝失效、應(yīng)用失效等。 二、開關(guān)電源失效分析(2)整機失效模式及分析 對PC電源來說整機失效主要為功能失效，具體表現(xiàn)為無電壓輸出（分無主路輸出以及待機及主路全部無輸出）、帶不起負載、保護功能喪失、電氣性能指標超標等。 失效機理主要由器件失效、設(shè)計缺陷、功能退化等。 降低整機失效率主要通過可靠性工程來評估和保證，目前主要通過DMTBF(驗證平均故障間隔時間、高低溫循環(huán)工作試驗、高低溫循環(huán)存儲試驗、 AC ON/OFF循環(huán)測試、機械振動跌落測試、高加速壽

32、命實驗 (HALT)、高加速應(yīng)力篩選 (HASS)等實驗手段來評測和檢驗，通過方案評審階段CMTBF預(yù)計、 PCB LAYOUT 設(shè)計規(guī)范、Power Supply Component Derating Guideline(熱設(shè)計) 、航嘉電源測試規(guī)范、 DFMEA作業(yè)控制規(guī)范 等設(shè)計規(guī)范來保障。 二、開關(guān)電源失效分析(2)整機失效模式及分析 降額理論：器件強度必須超過器件環(huán)境應(yīng)力，以保證器件正常運行。降額(derating)：元器件使用中承受的應(yīng)力低于其額定值，以達到延緩其參數(shù)退化，提高使用可靠性的目的。通常用應(yīng)力比和環(huán)境溫度來表示。額定值（rating)：元器件允許的最大使用應(yīng)力值，一般器

33、件手冊中都有明確的規(guī)定。應(yīng)力（stress):影響元器件失效率的電、熱等負載，典型的過應(yīng)力有：溫度、浪涌、ESD、噪聲和輻射應(yīng)力。應(yīng)力比（stress tatio)：元器件的工作應(yīng)力與額定應(yīng)力之比，應(yīng)力比又稱做降額因子。 二、開關(guān)電源失效分析(2)整機失效模式及分析 二、開關(guān)電源失效分析(2)整機失效模式及分析 特征曲線可以分解為3個基本的曲線：早期、生命周期、衰老期。對于耗盡失效和應(yīng)力相關(guān)失效。降額使用可以使這兩條曲線下移，從而使整個浴盆曲線下移。 二、開關(guān)電源失效分析(3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析2、電容類器件失效模式及分析3、磁性器件失效模式及分析4、電阻類器件失效

34、模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析 ESD失效是半導(dǎo)體類器件都有的一個失效模式，ESD失效具有以下特點：隱蔽性：人體感知的靜電放電電壓23KV。潛在性：損傷后性能沒有明顯的下降。隨機性：從一個元件產(chǎn)生以后，一直到它失效以前的所有過程。復(fù)雜性：分析困難，掩蓋了失效的真正原因。 ESD引起半導(dǎo)體器件損傷，使器件立即失效的幾率約10%，而90%的器件則是引入潛在性損傷，損傷后電參數(shù)仍符合規(guī)定要求，但減弱了器件抗過電應(yīng)力的能力，在使用現(xiàn)場容易出現(xiàn)早期失效。靜電損傷是一種偶然事件，一般來講與時間無關(guān)，不能通過老化篩選的方法加以剔除，相反，在老化過程中，由于器件接地不良，不適

35、當?shù)膫鬟f等反而會提高ESD失效的比例。 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析 靜電放電損傷的預(yù)防措施：減少ESD損傷的最重要原則是選用ESD等級高的器件。設(shè)計中的靜電防護措施，布局、端口保護網(wǎng)絡(luò)等。器件使用中的防靜電措施，例如在生產(chǎn)、測試、試驗、運輸、保管和使用現(xiàn)場采取有效措施以消除靜電的產(chǎn)生和積累。人員培訓(xùn)，加強ESD管理。 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析二極管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析二極管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析二極管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)

36、體器件失效模式及分析二極管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析二極管失效模式及分析 二極管可靠應(yīng)用要點：對正向電流、反向電壓、功耗結(jié)溫等進行降額使用，其中最有意義的是最高結(jié)溫，由于二極管上有電壓降，當正向電流過大時會引起二極管結(jié)溫超過要求而擊穿。對于整流二極管，特別應(yīng)關(guān)注二極管的峰值正向電流（浪涌電流）也應(yīng)滿足降額要求。 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析晶體管失效模式及分析 晶體管分為雙極性晶體管（BJT）、場效應(yīng)晶體管（FET）、異質(zhì)結(jié)雙極性晶體管（HBT）、高電子遷移率晶體管（HEMT）、GaAs場效應(yīng)管（GaAs FET)。 (3)器件

37、失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析晶體管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析1、半導(dǎo)體器件失效模式及分析晶體管失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析2、電容類器件失效模式及分析 (3)器件失效模式及分析2、電容類器件失效模式及分析 對于大多數(shù)的電容器而言，短路是最主要的失效模式之一，特別是對于介質(zhì)為紙、塑料、云母、玻璃和鉭電容而言。 電容最主要的失效機理是介質(zhì)擊穿。盡管大多數(shù)的操作都是在額定范圍內(nèi)工作，但是所有的電介質(zhì)材料都會隨著時間和溫度的推移而性能退化。這種失效機理會隨著所加電壓和周圍環(huán)境溫度的改變而加速。電壓加速比通常就是工作電壓和最大的額定電壓之間的應(yīng)力比值。電容的早期失效主要是生產(chǎn)工藝中的缺陷造成的，像粗糙的薄片邊緣、氧化層薄膜缺陷等。即便電容在其規(guī)定的額定范圍內(nèi)工作，電介質(zhì)材料也會隨著時間和溫度的推移性能慢慢退化直至失效。在生命周期中，失效主要是由于較高的工作電壓或紋波電流造成的內(nèi)部過高的溫度引起的。 短暫