自動(dòng)化畢業(yè)設(shè)計(jì)論文基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計(jì)

自動(dòng)化畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）-基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計(jì)PAGE學(xué)校代碼：11059學(xué)號(hào)：Hefei畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）BACHELORDISSERTATION 論文題目：基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計(jì) 學(xué)位類別：工學(xué)學(xué)士年級(jí)專業(yè)（班級(jí)）：09自動(dòng)化(1)班作者姓名：導(dǎo)師姓名：完成時(shí)間：2013年5月21日PAGEPAGE2基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計(jì)中文摘要電力系統(tǒng)變電站和調(diào)度所的繼電保護(hù)和綜合自動(dòng)化管理設(shè)備有的是單相交流供電的，其中有一部分是不能長(zhǎng)時(shí)間停電的。普通UPS設(shè)備因受內(nèi)置蓄電池容量的限制，供電時(shí)間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應(yīng)用在各個(gè)領(lǐng)域中，與此同時(shí)對(duì)變壓變頻電源的輸出電壓波形質(zhì)量也提出了越來(lái)越高的要求。對(duì)逆變器輸出波形質(zhì)量的要求主要包括兩個(gè)方面：一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動(dòng)態(tài)性能好。因此，研究開(kāi)發(fā)既簡(jiǎn)單又具有優(yōu)良動(dòng)、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一。應(yīng)用模擬電路控制逆變電源的技術(shù)已經(jīng)發(fā)展多年，但是它仍存在著諸如電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、抗干擾能力弱和調(diào)試?yán)щy等缺點(diǎn)。隨著高性能微處理器的出現(xiàn)，使得逆變電源的數(shù)字化控制成為現(xiàn)實(shí)。數(shù)字控制技術(shù)能夠簡(jiǎn)化電路，克服溫漂，是逆變電源的發(fā)展趨勢(shì)。本文順應(yīng)這種趨勢(shì)設(shè)計(jì)了一臺(tái)基于單片機(jī)控制的高頻鏈正弦波逆變電源。文章首先闡述了逆變技術(shù)的研究背景和發(fā)展歷程，同時(shí)著重介紹了逆變器數(shù)字控制技術(shù)的應(yīng)用前景，提出了本課題的主要研究?jī)?nèi)容；其次，介紹了逆變系統(tǒng)方案選擇與設(shè)計(jì)部分，分析與比較了幾種具有代表性的逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)；最后，對(duì)逆變電源各個(gè)關(guān)鍵工作點(diǎn)的波形以及在不同負(fù)載情況下的最終輸出波形進(jìn)行測(cè)試分析。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本電源基本達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)的要求。關(guān)鍵詞：高頻鏈逆變電源；高頻變壓器；SPWM；反饋控制；單片機(jī)DesignofsinusoidalInverterPowerSupplyBasedonMicrocontrollerABSTRACTWiththecontinuingdevelopmentofelectronictechnology,inverterpowersuppliesarewidelyused.AnalogControlInvertertechnologyhasbeendevelopedformanyyears,buttherearealsosomeshortcomings,suchascircuitcomplexity,weakanti-interferenceabilityandsoon.Withtheemergenceofhigh-performancemicroprocessors,makingthedigitalcontrolofinverterbecomeareality.Digitalcontroltechnologycansimplifythecircuitandovercometemperaturedrift.Itisthedevelopmenttrendofpowerinverter.Responsetothistrend,inthisthesiswedesignedamicrocontroller-basedchainofhighfrequencysinewaveinverter.Theemergenceanddevelopmentoflinkinverttechnologyisintroducedinthispaperfirst.Whilehighlightingtheapplicationprospectofdigitalcontroltechnologyininverter,presentedthemaincontentsofthisthesis.Analysisandcomparetheadvantagesanddisadvantagesofseveralrepresentativeinvertersystemstructureandcontrolstrategyintheelectricalwaydesignpart.Wechoosesingle-poleSPWMcontrolunidirectionalhigh-frequencylinkinverterwhichiseasytorealize.Thentheelectricalwayofwholesystemisdetermined.Theprincipleofpush-pullcircuitstructureisanalysisedinthedesignpartofDC-DCpush-pullstep-up.ThencalculatetheparametersofMOSFET,rectifierdiodeandoutputfiltertoselecttheappropriatedevices.DesigntheisolatedvoltagefeedbackcircuitbasedonTLP250.Inthehighfrequencytransformerdesignpart,throughformulacalculatedwecanderivatethemaximumpowercapacityofthecore,first-classturnsratioandwindingspecifications.InthepartofDC-AC,includinghardwaredesignandsoftwaredesign.Inthehardwaredesign,wedescribedtheprincipleoffull-bridgeDC-ACinvertertopologyanddesignRCDUptakebuffercircuit,afterclassoutputfilter,over-currentprotectioncircuitandvoltagesampleconditioningcircuit.Inpartofsoftwaredesign,ATmega128microcontrollerisusedtoimplementthecontrolfunctionintheinverterpowersupplysodigitalcontrolbothofthegenerationofSPWMsignalandnegativefeedbackcontrolisrealized.KEYWORD:MCU;Inverter;TDS2285;Negativefeedbackcontrol;SPWM目錄第一章前言 11.1概述 11.2逆變技術(shù)的發(fā)展方向 21.2.1半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展 21.2.2提高逆變器的效率 21.2.3提高逆變器的工作可靠性和EMC性能 31.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀 31.4本文的主要研究?jī)?nèi)容 3第二章逆變系統(tǒng)方案的選擇及設(shè)計(jì) 42.1現(xiàn)有逆變方案對(duì)比 42.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng) 42.1.2高頻鏈逆變器 52.2單向電壓源高頻鏈逆變器實(shí)現(xiàn)方案 62.2.1DC-DC變換器 72.2.2DC-AC逆變器 92.3逆變系統(tǒng)控制策略 102.3.1SPWM波的實(shí)現(xiàn)方法 102.3.2SPWM的控制方式 112.4本章小結(jié) 12第三章逆變器前級(jí)DC/DC推挽升壓 133.1推挽電路結(jié)構(gòu)原理分析 133.2DC-DC推挽主電路參數(shù)的計(jì)算 143.2.1功率開(kāi)關(guān)管的選擇 143.2.2整流二極管的選取 153.2.3前級(jí)輸出濾波器的設(shè)計(jì) 153.3前級(jí)DC-DC控制電路設(shè)計(jì) 153.3.1ATmega128L功能簡(jiǎn)介 153.3.2基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成 163.4高頻變壓器的設(shè)計(jì) 183.4.1磁芯幾何尺寸的確定 183.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計(jì)算 203.5本章小結(jié) 21第四章逆變器后級(jí)DC/AC單相全橋逆變 224.1DC-AC主電路結(jié)構(gòu)分析 224.2DC-AC電路參數(shù)計(jì)算 244.2.1開(kāi)關(guān)頻率的選擇 244.2.2逆變電路功率開(kāi)關(guān)管的選用 244.2.3吸收緩沖電路的設(shè)計(jì) 254.2.4后級(jí)輸出濾波器的設(shè)計(jì) 264.3SWPM波生成及驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì) 284.3.1SWPM波的生成 284.3.2驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì) 294.3.3死區(qū)時(shí)間電路的設(shè)計(jì) 314.4輔助電路設(shè)計(jì) 314.4.1后級(jí)過(guò)流保護(hù)電路 314.4.2電壓采集調(diào)理電路 324.4.3輔助電源電路 324.5本章小結(jié) 33第五章實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析 345.1前級(jí)DC-DC驅(qū)動(dòng)波形分析 345.2后級(jí)DC-AC驅(qū)動(dòng)波形分析 345.3系統(tǒng)輸出電壓及效率 355.4硬件電路外觀 375.5本章小結(jié) 39第六章結(jié)論 40參考文獻(xiàn) 41附錄 42原理圖 42部分程序 43致謝 51PAGE62第一章前言1.1概述電能變換的類型有四種：DC-DC變換器，它是將一種直流電能變換為另一種直流電能的變換器；DC-AC變換器，它是將直流電能變換為交流電能的變換器，這種交流裝置稱為逆變器；AC-DC變換器，它是將交流電能變換為直流電能的變換器；AC-AC變換器，它是將一種交流電能變換為另一種交流電能的變流器[1]。在逆變器未出現(xiàn)以前，DC-AC變換時(shí)通過(guò)直流電動(dòng)機(jī)-交流發(fā)電機(jī)組來(lái)實(shí)現(xiàn)的，這種組合稱為旋轉(zhuǎn)變流機(jī)。隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，大功率開(kāi)關(guān)器件和集成控制電路的研發(fā)成功，利用半導(dǎo)體技術(shù)就可以完成DC-AC變換，這種變換裝置稱為靜止變流器，通常所說(shuō)的逆變器均指靜止逆變器。靜止逆變器與旋轉(zhuǎn)變流機(jī)相比較，其電氣性能優(yōu)良、高效節(jié)能、可靠性高、重量輕和體積小。近來(lái)，燃料電池的發(fā)展方興未艾，超大功率DC-AC變換器必將取代旋轉(zhuǎn)變流機(jī)?，F(xiàn)代逆變技術(shù)是一門(mén)集半導(dǎo)體器件技術(shù)、模擬電子技術(shù)和數(shù)字控制技術(shù)與一身的一門(mén)實(shí)用技術(shù)，基于這一門(mén)技術(shù)所設(shè)計(jì)的逆變電源可依照不同的標(biāo)準(zhǔn)可以分成許多種類。逆變電源的發(fā)展和電力電子器件尤其是功率開(kāi)關(guān)器件的發(fā)展是密不可分的，器件的發(fā)展推動(dòng)著逆變電源技術(shù)的發(fā)展。逆變電源出現(xiàn)于上個(gè)世紀(jì)六十年代，它的發(fā)展可以分為三個(gè)階段：第一代逆變電源的開(kāi)關(guān)器件采用的是晶閘管（SCR）。它代替了變流機(jī)組，減小了逆變電源的體積，但是SCR缺乏自關(guān)斷能力的缺點(diǎn)嚴(yán)重的阻礙了逆變電源的發(fā)展[2]。第二代逆變電源是采用自關(guān)斷器件作為逆變器的開(kāi)關(guān)器件，從二十世紀(jì)七十年代起，功率器件技術(shù)得到了突破，自關(guān)斷器件問(wèn)世，而采用自關(guān)斷器件作為開(kāi)關(guān)管的逆變器性能相比于第一代有了很大的提高。由于開(kāi)關(guān)器件可以自行關(guān)斷，因此省去了復(fù)雜的換流電路，既減小了成本又提高了效率。此外，在控制上，通常是采用單一的輸出電壓有效值或者平均值反饋的SPWM控制技術(shù)。第三代逆變電源采用實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)，它是針對(duì)第二代逆變電源對(duì)非線性負(fù)載適應(yīng)性不強(qiáng)及動(dòng)態(tài)特性不好而提出來(lái)的控制技術(shù)。實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)是近年來(lái)的研究熱點(diǎn)，它是新型的電源控制技術(shù)，目前仍然在不斷地完善和發(fā)展中，實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)種類很多，常用的幾種主要有：PID控制；重復(fù)控制；諧波補(bǔ)償控制；無(wú)差拍控制；單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制；帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制。在這個(gè)時(shí)期，各種小型化和高性能的新逆變技術(shù)層出不窮，特別是脈寬調(diào)制SPWM波形改善技術(shù)得到了飛速發(fā)展[4]。1.2逆變技術(shù)的發(fā)展方向1.2.1半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展推動(dòng)著現(xiàn)代逆變技術(shù)的發(fā)展，功率器件的發(fā)展方向主要有：增大功率容量，提高開(kāi)關(guān)頻率，實(shí)現(xiàn)多種功能集成化。根據(jù)目前在逆變電路中使用到的大功率開(kāi)關(guān)器件，可以將其進(jìn)行分類，如表1-1所示：表1-1大功率開(kāi)關(guān)器件分類類型名稱英文縮寫(xiě)單極型功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管靜電感應(yīng)晶體管MOSFETSIT雙極型普通晶閘管可關(guān)斷晶閘管靜電感應(yīng)晶閘管大功率晶體管SCRGTOSITHGTR復(fù)合型絕緣柵型晶體管MOS控制晶體管IGBTMCT目前，在設(shè)計(jì)逆變電源時(shí)最常用到的開(kāi)關(guān)器件為MOSFET、IGBT、GTO、GTR等，但SIT、SITH、MCT等新型開(kāi)關(guān)器件正在研發(fā)和推廣，必將取代MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。1.2.2提高逆變器的效率提高效率，換一句話就是降低損耗。逆變器的損耗包括開(kāi)關(guān)損耗和驅(qū)動(dòng)損耗[3]。驅(qū)動(dòng)損耗是由功率開(kāi)關(guān)管的控制極特性所決定的，而開(kāi)關(guān)損耗是由功率開(kāi)關(guān)管的換工作方式?jīng)Q定的。在功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷的過(guò)程中，開(kāi)關(guān)管兩端電壓不為零，流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流也不為零，就必將產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗，這就是傳統(tǒng)的硬開(kāi)關(guān)技術(shù)。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)就是在電路中加入電感、電容等構(gòu)成諧振電路，在功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，諧振電感和電容發(fā)生諧振，使得電路中的電壓（或者電流）按正弦或準(zhǔn)正弦的規(guī)律變化[4]，調(diào)節(jié)諧振電感和電容，令開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電壓為零，關(guān)斷時(shí)的電流為零，從而實(shí)現(xiàn)零損耗開(kāi)關(guān)。由于軟開(kāi)關(guān)技術(shù)克服了硬開(kāi)關(guān)技術(shù)損耗隨頻率提高而增加的缺點(diǎn)，因此可以使得逆變電源采用更高的頻率，實(shí)現(xiàn)了整個(gè)裝置的小型化、輕量化[5]。當(dāng)前，為了提高逆變器的變換效率，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)是技術(shù)人員的研究重點(diǎn)，其研究的主要內(nèi)容有：新型軟開(kāi)關(guān)控制方式；適用于不同控制方式的控制電路的集成化；變換效率高的新型軟開(kāi)關(guān)電路[6]。1.2.3提高逆變器的工作可靠性和EMC性能對(duì)于一件電子產(chǎn)品或電子系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，工作可靠性和電磁兼容性（EMC）是相當(dāng)重要的。由于逆變系統(tǒng)可做到超大容量，并且功率開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)變換會(huì)對(duì)電網(wǎng)和外部電子設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾，所以，可靠性設(shè)計(jì)和EMC設(shè)計(jì)顯得尤其重要，它關(guān)系著逆變技術(shù)的發(fā)展。1.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀在輸出波形為正弦波的逆變器中，最常采用的控制方式是正弦脈寬調(diào)制（SPWM）。而SPWM控制器既可以采用模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，也可以采用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)。如果采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，則存在的主要缺點(diǎn)有：由于電路功能的實(shí)現(xiàn)均依靠硬件來(lái)完成，故所需的元件多，成本相對(duì)較高，電路設(shè)計(jì)難度大；容易受外界環(huán)境（如氣溫）所影響，調(diào)試不方便。隨著大規(guī)模集成電路和數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展，基于微處理器（MCU）的數(shù)字控制器在逆變電源控制系統(tǒng)中得到了越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。數(shù)字控制具有硬件電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、抗干擾能力強(qiáng)、可靠性高的優(yōu)點(diǎn)；控制策略的改變只需通過(guò)改寫(xiě)軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)，控制靈活，調(diào)試、維護(hù)方便[5]。1.4本文的主要研究?jī)?nèi)容全文分六章：第一章為緒論部分。簡(jiǎn)單介紹了逆變技術(shù)的發(fā)展歷程及發(fā)展方向，結(jié)合本文的研究方向著重地闡述了數(shù)字控制技術(shù)在逆變電源的研究現(xiàn)狀。第二章首先詳細(xì)分析與比較現(xiàn)有逆變系統(tǒng)的各種組合方案，根據(jù)設(shè)計(jì)要求選擇系統(tǒng)的硬件構(gòu)架和軟件算法；然后，介紹了SPWM的生成原理及控制方式，采用單片機(jī)軟件直接法生成PWM波和通過(guò)反饋控制使電源輸出電壓穩(wěn)定。第三章是逆變系統(tǒng)前級(jí)推挽升壓電路的設(shè)計(jì)。本章介紹了推挽電路的工作原理，并對(duì)電路主要器件參數(shù)進(jìn)行計(jì)算，同時(shí)根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)對(duì)輸出濾波器和高頻變壓器進(jìn)行設(shè)計(jì)。第四章主要講的是逆變系統(tǒng)后級(jí)DC-AC變換器的設(shè)計(jì)。本章首先分析了全橋逆變電路的工作原理并計(jì)算主電路器件參數(shù)；然后，設(shè)計(jì)了后級(jí)濾波器、過(guò)流保護(hù)電路等；第五章測(cè)試與分析逆變系統(tǒng)各關(guān)鍵點(diǎn)的工作波形并展示了樣機(jī)實(shí)物圖。第六章主要是對(duì)本次設(shè)計(jì)的總結(jié)和設(shè)計(jì)存在的問(wèn)題以及改進(jìn)的方法。第二章逆變系統(tǒng)方案的選擇及設(shè)計(jì)2.1現(xiàn)有逆變方案對(duì)比根據(jù)設(shè)計(jì)要求：輸入電壓DC30V~50V，輸出電壓AC220V，50Hz。這種正弦波輸出逆變器的輸入電壓變化范圍較寬，而其輸出則要求是穩(wěn)壓的。因此，該逆變電源的逆變電路必須有一個(gè)升壓的過(guò)程。能將直流電能轉(zhuǎn)化為目標(biāo)交流電能的逆變系統(tǒng)有許多構(gòu)架方案，各種構(gòu)架在不同的應(yīng)用場(chǎng)合下具有不同的優(yōu)點(diǎn)，下面將對(duì)目前常用的逆變系統(tǒng)方案進(jìn)行分析對(duì)比。2.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng)低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖2-1所示：圖2-1低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖從圖中可以看出，低頻鏈逆變器的功率變換方式為DC→LFAC，電路由直流電源、輸出濾波器、工頻逆變器、功率變壓器和輸出濾波器等組成。它的特點(diǎn)是擁有用于電氣隔離和給定電壓比的變壓器，其工作頻率等于輸出電壓頻率。在低頻鏈逆變器當(dāng)中，按所采用的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)又可以分為許多種類，其中，以全橋式工頻逆變器最為常用，其電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-2所示：圖2-2全橋式工頻逆變器圖中，橋?qū)堑膬蓚€(gè)功率開(kāi)關(guān)管為一組，即M1和M4為一組，M2和M3為一組。若采用雙極性SPWM調(diào)制法驅(qū)動(dòng)的話，則每組的功率開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷，兩組功率開(kāi)關(guān)管輪流變換狀態(tài)，驅(qū)動(dòng)每一組開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的信號(hào)的脈寬是隨著正弦波變化的脈沖波，即SPWM波。經(jīng)過(guò)調(diào)制之后，可以將電源提供的低壓直流電逆變成同等幅值的SPWM波，再經(jīng)過(guò)工頻變壓器進(jìn)行升壓，濾波之后得到我們所需的交流電。這種逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、技術(shù)成熟，性能可靠，目前仍有比較廣泛的應(yīng)用，但是由于工頻變壓器的存在，使得低頻鏈逆變器的體積大、重量重、成本高、音頻噪聲很大。所以，要實(shí)現(xiàn)逆變器的小型化、輕量化，就必須采用新的逆變技術(shù)。2.1.2高頻鏈逆變器高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對(duì)于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實(shí)現(xiàn)了逆變電源前級(jí)DC-DC變換器與后級(jí)DC-AC逆變器之間的電氣隔離[6]。使得高頻逆變電源也可以應(yīng)用在汽車，航天等對(duì)電源的體積和重量有嚴(yán)格要求的領(lǐng)域。這一逆變技術(shù)是一名叫Espelage的德國(guó)學(xué)者在1977年首先提出來(lái)的，而在1980年，Mr.Jalade從另一個(gè)角度闡述了高頻鏈逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，他將高頻鏈逆變器分為兩大類：電壓源（BuckMode）和電流源(Buck-BoostMode)，由于本課題所研究的逆變器輸入源為電壓源，故在此只討論電壓源型逆變器。電壓源高額鏈逆變器按照功率的傳輸方向又可分為兩大類：?jiǎn)蜗蛐?UnidirectionalPowerFlowMode)和雙向型(Bi-directionalPowerFlowMode)。1)單向電壓源高頻鏈逆變器圖2-3給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、PWM逆變器和輸出濾波器等組成。從電路結(jié)構(gòu)圖可以看出，單向電壓源高頻鏈逆變器主要包括兩大部分：從輸入濾波器到高頻整流濾波電路，即DC-HFAC-DC為一個(gè)DC-DC變換器；從高頻整流濾波電路到輸出濾波器，即DC-LFAC為一個(gè)DC-AC變換器。圖2-3單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)2)雙向電壓源高頻鏈逆變器如圖2-4所示為全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)：圖2-4全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器該結(jié)構(gòu)式目前較為常用的一種功率雙向式傳輸?shù)哪孀兤鹘Y(jié)構(gòu)。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。其中輸入級(jí)的四個(gè)功率管組成橋式逆變器，用于調(diào)制輸入電壓，使其變成不含調(diào)制波頻率的雙極性SPWM波，經(jīng)過(guò)高頻變壓器進(jìn)行隔離、升壓，再經(jīng)過(guò)后級(jí)整流濾波，實(shí)現(xiàn)DC-AC。該雙向電壓源高頻鏈逆變器具有以下特點(diǎn)：①只需要兩級(jí)功率變換(DC-HFAC-LFAC)；②雙向傳輸功率(DC-HFAC-LFAC和LFAC-HFAC-DC)；③若頻率變換器采用傳統(tǒng)的PWM技術(shù)，在換流時(shí)會(huì)出現(xiàn)電壓過(guò)沖現(xiàn)象。為了避免電壓過(guò)沖，需要采用緩沖電路或有源電壓鉗位電路，從而增加了電路的復(fù)雜性[7]。通過(guò)上面對(duì)兩種逆變方案的分析和對(duì)比可以看出，每種設(shè)計(jì)方案都有其各自的應(yīng)用場(chǎng)合。雙向電壓源高頻鏈逆變器應(yīng)用于需要雙向傳輸功率的場(chǎng)合，如UPS（不間斷電源）。逆變器并接在市電電網(wǎng)上，正常情況下，電網(wǎng)一方面給交流負(fù)載供電，另一方面按LFAC-HFAC-DC給逆變器直流側(cè)的蓄電池充電；在市電電網(wǎng)出現(xiàn)故障時(shí)，逆變器按DC-HFAC-LFAC給交流負(fù)載供電。單向電壓源高頻鏈逆變器只能單向傳輸功率，即DC-HFAC-DC-LFAC，和雙向逆變器相比，雖然多了一級(jí)功率變換，但卻省去了緩沖電路和有源電壓鉗位電路，電路結(jié)構(gòu)相對(duì)來(lái)說(shuō)要簡(jiǎn)單得多，所以非常適用于不需要雙向功率傳輸?shù)膱?chǎng)合，如只由蓄電池或太陽(yáng)能電池等低壓直流電源提供電能的情況下。本文所要設(shè)計(jì)的逆變電源由蓄電池進(jìn)行供電，不需要和電網(wǎng)進(jìn)行并接，同時(shí)考慮到成本和實(shí)現(xiàn)的難易程度，選擇了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設(shè)計(jì)方案。2.2單向電壓源高頻鏈逆變器實(shí)現(xiàn)方案通過(guò)上一小節(jié)的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由DC-DC變換器和DC-AC變換器組成，而這兩個(gè)變換器又各自有多種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本節(jié)將分析各種組成方案的優(yōu)缺點(diǎn)。2.2.1DC-DC變換器DC-DC變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有很多種，最常用的有推挽式、半橋式和全橋式。推挽式變換器圖2-5推挽式DC-DC變換器圖中兩個(gè)開(kāi)關(guān)管輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對(duì)稱，并且開(kāi)關(guān)電源在整個(gè)工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好[8]。推挽式變換器的兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件有一個(gè)公共接地端，因此驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，另外，推挽式變換器是所有開(kāi)關(guān)電源中電壓利用率最高的開(kāi)關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點(diǎn)是兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。半橋式變換器半橋式DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-6所示：圖2-6半橋式DC-DC變換器半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管輪流交替工作，相當(dāng)于兩個(gè)開(kāi)關(guān)電源同時(shí)輸出功率，其輸出功率約等于單一開(kāi)關(guān)電源輸出功率的兩倍。半橋式變換器最大的優(yōu)點(diǎn)是，對(duì)兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件的耐壓要求比推挽式變換器對(duì)兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件的耐壓要求可以降低一半。因?yàn)?，半橋式變壓器開(kāi)關(guān)電源兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件的工作電壓只有輸入電源電壓Vin的一半，其最高耐壓等于工作電壓與反電動(dòng)勢(shì)之和，大約是電源電壓的兩倍[9]。半橋式變換器的缺點(diǎn)有：①電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為Vin/2；②開(kāi)關(guān)器件連接沒(méi)有公共地，驅(qū)動(dòng)信號(hào)連接比較麻煩；③當(dāng)兩個(gè)控制開(kāi)關(guān)處于交替轉(zhuǎn)換工作狀態(tài)的時(shí)候，由于電容充放電需要一個(gè)過(guò)程，兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件會(huì)同時(shí)出現(xiàn)一個(gè)很短時(shí)間的半導(dǎo)通區(qū)域，此時(shí)，在兩個(gè)控制開(kāi)關(guān)的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個(gè)電流并沒(méi)有通過(guò)變壓器輸送給負(fù)載，因此兩個(gè)開(kāi)關(guān)管將會(huì)產(chǎn)生很大的功率損耗。全橋式變換器全橋式DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-7所示：圖2-7全橋式DC-DC變換器全橋式變換器最大的優(yōu)點(diǎn)是，對(duì)四個(gè)開(kāi)關(guān)管的耐壓要求比推挽式變換器對(duì)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的耐壓要求低一半。因?yàn)?，全橋式變壓器開(kāi)關(guān)電源四個(gè)開(kāi)關(guān)器件分成兩組，工作時(shí)兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件互相串聯(lián)，關(guān)斷時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓，只有單個(gè)開(kāi)關(guān)器件所承受電壓的一半。但由于因?yàn)閮山M開(kāi)關(guān)器件互相串聯(lián)，兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件接通時(shí)總的電壓降要比單個(gè)開(kāi)關(guān)器件接通時(shí)的電壓降大一倍，因此電源利用率比推挽式要低一些，損耗也要大一些；另外，全橋式變換器中的四個(gè)開(kāi)關(guān)器件連接沒(méi)有公共地，與驅(qū)動(dòng)信號(hào)連接比較麻煩，增加了電路的復(fù)雜性。經(jīng)過(guò)上述對(duì)DC-DC變換器的三種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對(duì)比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應(yīng)用在高電壓輸入得場(chǎng)合，而本設(shè)計(jì)的輸入電壓為30V~50V(實(shí)際輸入48V)直流電，所以本設(shè)計(jì)選擇推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。2.2.2DC-AC逆變器常用的單相DC-AC逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和DC-DC變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。由于我們整體的設(shè)計(jì)方案是需要把48V直流電轉(zhuǎn)變成為220V，50Hz的交流電，為滿足電壓輸出要求，綜合考慮了開(kāi)關(guān)管、變壓器等損耗，DC-DC變換器需要將48V直流電壓升壓到360V或者720V的高壓直流電，而這個(gè)高壓直流電將作為DC-AC變換器的輸入電壓。結(jié)合上一小節(jié)的分析可以知道，推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不適合應(yīng)用于高電壓輸入的場(chǎng)合，因此我們將在半橋式和全橋式結(jié)構(gòu)當(dāng)中選擇一種作為本文DC-AC變換器部分的設(shè)計(jì)方案。半橋式逆變器對(duì)輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，只有0.5，而全橋式逆變器則幾乎為1。若采用半橋式結(jié)構(gòu)，要使逆變器輸出220V交流電，需要的輸入電壓為760V，這個(gè)電壓是由前級(jí)DC-DC變換器來(lái)提供的，這就使得前級(jí)高頻逆變器要有很高的匝數(shù)比，在輸出功率一樣的時(shí)候，變壓器初級(jí)的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。過(guò)大的電流將會(huì)造成較大的損耗，影響整機(jī)的效率；而且，變壓器的原邊繞組也需要更粗的線徑，加大了變壓器繞線的難度。綜上所述，DC-AC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。至此，整個(gè)逆變系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)方案已經(jīng)確定：前級(jí)DC-DC變換器采用推挽式電路，后級(jí)DC-AC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。整個(gè)系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)如圖2-8所示：圖2-8系統(tǒng)硬件電路圖2.3逆變系統(tǒng)控制策略脈沖寬度調(diào)制（PWM:PulseWidthModulation）是德國(guó)學(xué)者A.Schonung和H.Stemmler在1964年率先提出的思想，他們把通訊技術(shù)中的調(diào)制技術(shù)應(yīng)用于交流傳動(dòng)中，開(kāi)創(chuàng)了DC-AC技術(shù)研究的新領(lǐng)域。把正弦信號(hào)作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過(guò)調(diào)制得到PWM波，因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)為正弦信號(hào)，所以此時(shí)的PWM波也叫做SPWM波。在SPWM信號(hào)輸出端加適當(dāng)?shù)臑V波器就可以恢復(fù)出原調(diào)制正弦波信號(hào)。通過(guò)調(diào)節(jié)PWM波的占空比和基波頻率就可以很方便的調(diào)節(jié)輸出信號(hào)的幅度和頻率[10]。2.3.1SPWM波的實(shí)現(xiàn)方法SPWM控制脈沖可以通過(guò)模擬法和軟件法兩種方法實(shí)現(xiàn)。由于模擬法存在所需的元件較多、設(shè)計(jì)難度大、系統(tǒng)容易受外界因素影響等缺點(diǎn)，故本文將采用單片機(jī)編寫(xiě)軟件的方法來(lái)生成SPWM波。軟件法生成SPWM波主要有：自然采樣法、規(guī)則采樣法和直接法。經(jīng)過(guò)理論分析后知自然采樣法和直接等效法相對(duì)于規(guī)則采樣法來(lái)說(shuō)諧波較小，而又因?yàn)樽匀徊蓸臃ǖ膶?shí)現(xiàn)需要花費(fèi)單片機(jī)大量的時(shí)間來(lái)運(yùn)算及占用大量的內(nèi)存。所以本文采用直接法實(shí)現(xiàn)SPWM波。直接法也叫做面積等效法或沖量法，只需要知道載波周期就可以計(jì)算出脈沖的寬度，如圖2-9所示：圖2-9直接法生成SPWM波把正弦半波分為N等份，則每一等份的寬度為π/N弧度[11]。根據(jù)PWM原理，每一等份都可以用與其面積相等的矩形脈沖來(lái)代替，設(shè)定這些脈沖是等幅不等寬，則由這N個(gè)脈沖所組成的序列與正弦半波是等效的，脈沖的寬度和開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)時(shí)刻是對(duì)應(yīng)的，可以由下面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)得到。圖中，當(dāng)t位于到區(qū)間內(nèi)時(shí)，所對(duì)應(yīng)的面積為：假設(shè)調(diào)制度為M，脈沖序列的幅度為，則有，第k份正弦波面積所對(duì)應(yīng)的脈沖寬度面積。根據(jù)PWM的基本原理知，可得：2.3.2SPWM的控制方式隨著逆變器控制技水的發(fā)展．電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術(shù)即SPWM控制技術(shù)。SPWM正弦脈寬調(diào)制可分為雙極性調(diào)制方式、單極性調(diào)制方式和單極性倍頻調(diào)制方式。1)雙極性SPWM調(diào)制在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調(diào)制波半個(gè)周期內(nèi)是在正負(fù)兩個(gè)方向變化，所得到的PWM波形也正負(fù)兩個(gè)在方向變化，圖2-10為雙極性PWM調(diào)制。在雙極PWM調(diào)制方式中，同一橋臂上下兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是互補(bǔ)的信號(hào)，但實(shí)際上為了防止同一橋臂上下兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)直通而造成短路，在兩個(gè)信號(hào)中間加入死區(qū)，死區(qū)時(shí)間大小主要由功率開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定，死區(qū)時(shí)間將會(huì)給輸出的SPWM波形帶來(lái)影響，使其偏離正弦波。圖2-10雙極性SPWM控制示意圖2)單極性SPWM調(diào)制單極性調(diào)制方式與雙極性調(diào)制方式不同的是，單極性調(diào)制方式的特點(diǎn)是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)兩只功率管以較高的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)開(kāi)關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開(kāi)關(guān)損耗。單極性PWM控制方式如圖2-11所示，單極性調(diào)制中，逆變器同一橋臂的上部功率開(kāi)關(guān)管和下部功率開(kāi)關(guān)管在調(diào)制波（輸出電壓基波）的半周期內(nèi)僅有一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管多次開(kāi)通和關(guān)斷。可見(jiàn)在相同的載波頻率下，單極性調(diào)制方式比雙極性調(diào)制的開(kāi)關(guān)損耗要低，故本文采取單極性SPWM調(diào)制方式。圖2-11單極性SPWM控制示意圖2.4本章小結(jié)本章首先對(duì)低頻鏈和高頻鏈逆變構(gòu)架方案進(jìn)行詳細(xì)的分析與比較，確定高頻鏈逆變系統(tǒng)更符合本設(shè)計(jì)的要求；再接著分析高頻鏈逆變器硬件構(gòu)架中各種組合方案的優(yōu)缺點(diǎn)，得到的結(jié)論是：前級(jí)DC-DC變換器采用推挽式升壓結(jié)構(gòu)，后級(jí)DC-AC逆變器采用全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單向電壓源高頻鏈逆變器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)；最后介紹了幾種SPWM生成原理及控制方式，并采用單極性控制方式。第三章逆變器前級(jí)DC/DC推挽升壓3.1推挽電路結(jié)構(gòu)原理分析DC-DC推挽升壓電路原理圖如圖3-1所示，可以看出主要由輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。圖3-1推挽式升壓電路原理圖電路中兩個(gè)控制開(kāi)關(guān)M1和M2輪流交替工作，將使變壓器的次級(jí)產(chǎn)生一個(gè)交流方波，因?yàn)镸1、M2的導(dǎo)通時(shí)間一般是相同的，所以其電壓波形非常對(duì)稱，如果開(kāi)關(guān)管的占空比都是50%的話，電源在整個(gè)工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。電路中接有儲(chǔ)能濾波電容C，儲(chǔ)能濾波電容會(huì)對(duì)輸出電壓的脈動(dòng)電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓Uo不會(huì)出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up就可以認(rèn)為是半波平均值Upa，其值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級(jí)線圈N3繞組與初級(jí)線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。因?yàn)閹Ц綦x變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。所以，推挽式DC-DC變換器的輸出電壓uo，約等于高頻變壓器次級(jí)線圈N3繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-：——M1導(dǎo)通期間；或——M2導(dǎo)通期間。以上式子中，Uo為推挽式DC-DC變換器經(jīng)過(guò)整流未經(jīng)過(guò)濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級(jí)繞組與初級(jí)繞組的匝數(shù)比，Ui為高頻變壓器初級(jí)線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個(gè)方波。3.2DC-DC推挽主電路參數(shù)的計(jì)算3.2.1功率開(kāi)關(guān)管的選擇推挽式變換器是開(kāi)關(guān)電源最經(jīng)典的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時(shí)，就會(huì)因?yàn)閮蓚€(gè)開(kāi)關(guān)管的存儲(chǔ)時(shí)間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個(gè)周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進(jìn)入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開(kāi)關(guān)管再次導(dǎo)通時(shí)，開(kāi)關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損壞。而如果開(kāi)關(guān)管采用的是MOSFET管，則這個(gè)問(wèn)題就沒(méi)那么嚴(yán)重。首先，MOSFET沒(méi)有存儲(chǔ)時(shí)間，兩組柵極信號(hào)脈寬相等，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間相等；其次，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負(fù)反饋?zhàn)饔?，有助于糾正磁通不平衡的問(wèn)題，故本方案采用的是MOSFET管[12]。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開(kāi)關(guān)管的最大應(yīng)力為2Vin，考慮到輸入電壓為30V~50V（實(shí)際使用電壓40V)，由推挽電路的工作原理可以知道，MOSFET管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40×1.5=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計(jì)，選用80V耐壓的MOSFET開(kāi)關(guān)管。2)額定電流直流電源向DC-DC環(huán)節(jié)流過(guò)MOSFET管的最大電流可以由以下公式計(jì)算：式中，為前級(jí)最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比?？紤]到綜上的計(jì)算選用選取的MOSFET管為RU190N08，該管的主要參數(shù)如下：；；；；。3.2.2整流二極管的選取推挽式變換器整流二極管應(yīng)當(dāng)具備正向?qū)妷旱?、反向恢?fù)時(shí)間短和反向漏電流小等特點(diǎn)，變壓器副邊為全橋整流電路，加在整流二極管上的反向電壓為V，整流管上承受的最大反向電壓V=400V（直流側(cè)最高電壓）。在整流開(kāi)關(guān)時(shí)有一定的電壓振蕩，因此要考慮1.5倍裕量,則額定電壓為400×1.5=600V本設(shè)計(jì)的逆變電源開(kāi)關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級(jí)的逆變效率為86%，則可以計(jì)算出前級(jí)DC-DC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A。基于安全的角度出發(fā)，本方案選用超快恢復(fù)型二極管RHRP15120，其反向耐壓為1200V，正向平均電流15A，反向恢復(fù)時(shí)間65nS，滿足設(shè)計(jì)要求。3.2.3前級(jí)輸出濾波器的設(shè)計(jì)本文設(shè)計(jì)的輸出濾波器采電容濾波方案。電容C具有隔直流通交流的特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓經(jīng)過(guò)由電容C濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。輸出電容Co的容量和輸出電壓紋波并沒(méi)有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）來(lái)決定的，假設(shè)紋波電壓峰—峰值為Vr，則它們的關(guān)系為：式中，dI是所選的電感電流紋波的峰—峰值。另外，對(duì)于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。因此可選為假設(shè)，，代入數(shù)據(jù)得，在設(shè)計(jì)當(dāng)中選用的是330uF/450V的電解電容。3.3前級(jí)DC-DC控制電路設(shè)計(jì)3.3.1ATmega128L功能簡(jiǎn)介ATMEL公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的、采用精簡(jiǎn)指令集RLSC結(jié)構(gòu)的新型單片機(jī)，簡(jiǎn)稱AVR單片機(jī)。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗COMS的8位單片機(jī)，由于在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達(dá)到接近1MIPS/MHz。ATmega128L具有以下特點(diǎn):128KB字節(jié)的在線編程/應(yīng)用編程(JTAG/ISP)Flash程序存儲(chǔ)器，512字節(jié)EZPROM，1K字節(jié)SRAM，32個(gè)通用工作寄存器，48個(gè)通用I/O口，兩個(gè)具有獨(dú)立的預(yù)分頻器和比較器功能的8位定時(shí)器/計(jì)數(shù)器，兩個(gè)具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的16位定時(shí)器/計(jì)數(shù)器具有獨(dú)立預(yù)分頻器的實(shí)時(shí)時(shí)鐘計(jì)數(shù)器，兩路8位PWM，6路分辨率可編程（2到16位）的PWM，8路10位ADC，具有獨(dú)立片內(nèi)振蕩器的可編程看門(mén)狗定時(shí)器，100000次寫(xiě)/擦除壽命周期。ATmega128L成為一個(gè)功能強(qiáng)大的單片機(jī)，為許多嵌入式控制應(yīng)用提供了靈活而低成本的解決方案。如圖3-2所示是ATmega128L的芯片外觀:圖3-2ATmega128L的芯片外觀3.3.2基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成ATmega128L有4個(gè)定時(shí)/計(jì)數(shù)器，其中T/Cl是一個(gè)16位的多功能定時(shí)/計(jì)數(shù)器，它具有兩個(gè)獨(dú)立的輸出比較單元、一個(gè)輸入捕獲單元、相位可調(diào)的脈寬調(diào)制輸出和4個(gè)獨(dú)立的中斷源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。T/C1有多種工作模式，其中相位可調(diào)的PWM模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的PWM波形。當(dāng)T/C1工作在此模式下時(shí)，計(jì)數(shù)器為雙程計(jì)數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個(gè)計(jì)數(shù)脈沖到達(dá)時(shí)，改變計(jì)數(shù)方向，從TOP開(kāi)始減1計(jì)數(shù)到0x0000。在設(shè)置正向比較匹配輸出模式下:正向加1過(guò)程中，TCNT1的計(jì)數(shù)值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時(shí)清零OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出低電平;反向減1過(guò)程中，當(dāng)計(jì)數(shù)器TCNT1的值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時(shí)置位OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出高電平。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時(shí)工作過(guò)程與上述過(guò)程相反[13]。圖3-3為PWM模式的時(shí)序圖。圖3-3T/C1模式PWM工作時(shí)序圖由以上可知，計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)上限TOP值的大小決定了PWM輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。本系統(tǒng)將捕獲寄存器ICRI的設(shè)定值作為計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)上限TOP值，則當(dāng)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)到上限TOP值時(shí)，可以申請(qǐng)捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設(shè)置比較寄存器OCR1A/OCR1B的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見(jiàn)附錄）：voidinit_pwm(void){TCCR0=0X69;TCCR2=0X79;TCNT0=TCNT2=0X00;OCR0=OCR2=0;}voiddutfactor0(unsignedintp){OCR0=255*p/100;}voiddutfactor2(unsignedintq){OCR2=255-(255*q/100);}考慮到驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的頻率如果太低影響前級(jí)效率，頻率太高開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗將增大，所以設(shè)定頻率為30KHz.通過(guò)程序設(shè)定TCNT1和OC1A的初值即可改變輸出PWM波的頻率和占空比，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。3.4高頻變壓器的設(shè)計(jì)高頻鏈變壓器是裝置的核心部件，其性能的好壞直接決定了整個(gè)逆變器的性能承擔(dān)著隔離和傳輸功率的重任。不合格的變壓器將導(dǎo)致溫升高、效率低、漏感嚴(yán)重、輸出波形畸變大等問(wèn)題，直接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至?xí)p壞功率半導(dǎo)體器件。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達(dá)幾十KHz甚至更高，因此其設(shè)計(jì)有自身的特點(diǎn)。設(shè)計(jì)高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開(kāi)始。高頻變壓器磁心多是低磁場(chǎng)下使用的軟磁材料，有較高的磁導(dǎo)率、低的矯頑力和高的電阻率。一般來(lái)說(shuō)，磁心材料磁導(dǎo)率高，在一定線圈匝數(shù)時(shí)，通過(guò)不大的激磁電流就能有較高的磁感應(yīng)強(qiáng)度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，其缺點(diǎn)是飽和磁密偏低，適合高頻小功率使用，設(shè)計(jì)高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計(jì)算匝數(shù)、導(dǎo)線面積等參數(shù)。3.4.1磁芯幾何尺寸的確定設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有：式中：為開(kāi)關(guān)工作頻率（Hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時(shí)為4，正弦波時(shí)為4.44）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）;為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。設(shè)原副邊電流密度相等，為J，則由上述三式可得：即即為變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積。為原邊和副邊的功率。上式表明工作磁通密度、開(kāi)關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。又設(shè)為變壓器的視在功率，則公式可以進(jìn)一步表示為：式中除了AP單位為cm，其余物理量均為國(guó)際單位制。變壓器的視在功率與其線路結(jié)構(gòu)關(guān)系密切，對(duì)于本設(shè)計(jì)中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，視在功率可表示為：、和開(kāi)關(guān)變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有關(guān)，當(dāng)輸入為推挽電路時(shí)當(dāng)單端正激時(shí)為1。當(dāng)輸出是整流橋時(shí)k=1，當(dāng)輸出接推挽電路時(shí)由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此，；設(shè)變壓器效率為90%，即η=0.90，得采用EE型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升25℃時(shí)，=323，X=-0.14，用高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁通約為B=5100G，考慮高溫飽和磁密會(huì)下降，同時(shí)防止合閘瞬間高頻變壓器進(jìn)入飽和取。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=0.4；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。則：增加10%的裕度取查手冊(cè)選取EE40鐵氧體磁芯，其,有效截面積。確定了鐵芯下面計(jì)算一下匝數(shù)。3.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計(jì)算從提高高頻變壓器利用率，減小開(kāi)關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。這樣也有利于較少損耗和降低成本。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內(nèi)能夠達(dá)到輸出要求，變壓器的變比應(yīng)按最低輸入電壓選取。實(shí)際輸出最大占空比D<0.5(單管)，取D=0.48，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)計(jì)在30KHz，輸入電壓最低為40V（DC），保證輸出不小于365V(因?yàn)槿舯ＷC后級(jí)的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220VAC，則直流母線電壓必須大于365V)，則：選擇變壓器變比為取匝。的單位是T，S的單位是。算出的是原邊的一個(gè)繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭?？紤]到集膚效應(yīng)，原邊用3根銅線并繞。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時(shí)，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過(guò)交變電流時(shí)使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。變壓器的工作頻率為30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:因此應(yīng)選用線徑小于0.7mm的銅線，原邊電流：原副邊的電流密度J：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計(jì)的高頻變壓器即可以滿足DC-DC環(huán)節(jié)的要求。3.5本章小結(jié)本章主要介紹了前級(jí)DC-DC升壓，其中包括：推挽式升壓電路，PWM波的生成和高頻變壓器的設(shè)計(jì)，推挽式升壓電路的優(yōu)點(diǎn)是電源在整個(gè)工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。為避免上下管開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通而發(fā)生短路，增加了PWM波的死區(qū)時(shí)間和驅(qū)動(dòng)能力，實(shí)驗(yàn)結(jié)果良好。變壓器的制作是本章的難點(diǎn)，涉及到磁芯、線圈、骨架的選擇和繞制方法等，通過(guò)學(xué)習(xí)掌握了小功率變壓器的制作方法。第四章逆變器后級(jí)DC/AC單相全橋逆變4.1DC-AC主電路結(jié)構(gòu)分析逆變器后級(jí)DC-AC主電路主要由逆變橋、開(kāi)關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡(jiǎn)圖如圖4-1所示：圖4-1DC-AC逆變電路簡(jiǎn)圖圖中由M1—M4四個(gè)開(kāi)關(guān)管組成逆變橋，它們?cè)趩螛O性SPWM控制下工作。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DC-AC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。M1—M4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖4-2所示。圖4-2M1—M4驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時(shí)，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。前級(jí)推挽變換器輸出的高壓直流電向負(fù)載提供能量，同時(shí)給儲(chǔ)能濾波電容充電，其等效電路圖如圖4-3所示：圖4-3工作狀態(tài)一等效電路圖工作狀態(tài)二：當(dāng)Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時(shí)，M4導(dǎo)通，M1、M2、M3關(guān)斷。輸出濾波電感的電流通過(guò)D2和M4續(xù)流，儲(chǔ)能濾波電容放電，給負(fù)載提供能量，此時(shí)的等效電路圖如圖4-4所示：圖4-4工作狀態(tài)二等效電路圖工作狀態(tài)三：當(dāng)Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0時(shí)，M1—M4全部關(guān)斷。電感電流通過(guò)D2和D3給電源充電，此時(shí)的等效電路圖如圖4-5所示：圖4-5工作狀態(tài)三等效電路圖4.2DC-AC電路參數(shù)計(jì)算4.2.1開(kāi)關(guān)頻率的選擇前級(jí)DC-DC推挽升壓變換器的輸出電壓為360V直流電，該電壓作為后級(jí)DC-AC變換器的輸入電壓。由于本文設(shè)計(jì)逆變電源的輸出功率為300W，輸出電壓的有效值為220V，可以算得逆變器輸出電流有效值約為1.4A。后級(jí)DC-AC開(kāi)關(guān)頻率的選擇對(duì)于逆變器來(lái)說(shuō)極其重要。開(kāi)關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電壓精度越高。但過(guò)大的載波比N也意味著極高的開(kāi)關(guān)頻率，在高頻率應(yīng)用場(chǎng)合會(huì)帶來(lái)很大的開(kāi)關(guān)損耗，逆變效率就得不到保證。因此，在選擇開(kāi)關(guān)頻率時(shí)一定要做好權(quán)衡?？紤]SPWM波產(chǎn)生芯片TDS2285的載波頻率和輸出濾波回路以及功率開(kāi)關(guān)器的效率，本文選擇的載波頻率為20KHz，載波比20KHz/50Hz=400。4.2.2逆變電路功率開(kāi)關(guān)管的選用在設(shè)計(jì)逆變器電路時(shí)，應(yīng)該根據(jù)功率容量和工作頻率等指標(biāo)要求，選取合適的功率開(kāi)關(guān)管。目前，在逆變電路中常用的開(kāi)關(guān)管有：MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。其中，MOSFET的驅(qū)動(dòng)功耗低，關(guān)斷時(shí)間小，本設(shè)計(jì)為小功率容量逆變系統(tǒng)，MOSFET為首選器件，故本文選用的開(kāi)關(guān)器件為MOSFET。MOSFET的選取最主要考慮的是它的耐壓和所能承受的最大電流。由于后級(jí)DC-AC變換器的輸入電壓為360V，取2倍的豁裕量，得到MOSFET的耐壓為760V；由前一小節(jié)中得知輸出的電流有效值為1.4A，考慮到帶負(fù)載開(kāi)機(jī)啟動(dòng)時(shí)，瞬時(shí)電流可達(dá)峰值電流的2~3倍，充分考慮到豁裕量，取MOSFET的額定電流為5A。另外，由于設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)頻率為20KHz，所以MOSFET的通斷時(shí)間必須要遠(yuǎn)小于50us。本文最終選取的MOSFET為IRFP460，其主要參數(shù)為：，，，，；參數(shù)滿足設(shè)計(jì)要求。4.2.3吸收緩沖電路的設(shè)計(jì)在各種電力電子裝置中，如有源電力濾波器、STATCOM等，大功率逆變器的設(shè)計(jì)是其關(guān)鍵技術(shù)之一。逆變器在工作過(guò)程中，其主電路開(kāi)關(guān)器件IGBT有4種工作狀態(tài)：開(kāi)通、通態(tài)、關(guān)斷、斷態(tài)。IGBT斷態(tài)時(shí)可能承受高電壓但漏電流小，通態(tài)時(shí)可能承受大電流但管壓降小，而開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中IGBT可能同時(shí)承受高電壓、大過(guò)流以及較大的dv／dt、di／dt和過(guò)大瞬時(shí)功率。如果不采取防護(hù)措施，高電壓和大電流可能使開(kāi)關(guān)管的工作點(diǎn)超出安全工作區(qū)而將其損壞，因此在大功率逆變器中常設(shè)置緩沖吸收電路防止瞬時(shí)過(guò)壓、過(guò)流，減小開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗，確保其工作在安全工作區(qū)。吸收緩沖電路主要分為三種類型[15]：RC型、RCD型和C型三種，如圖4-6所示：（a）RC吸收電路（b）RCD吸收電路（c）C吸收電路圖4-6H橋吸收緩沖電路在設(shè)計(jì)電路時(shí)，應(yīng)該根據(jù)它們的特點(diǎn)選擇合適的方案，表4-1為三種吸收緩沖電路的特點(diǎn)對(duì)比：表4-1三種吸收緩沖電路比較電路類型RC型吸收緩沖電路RCD型吸收緩沖電路C型吸收緩沖電路特點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、雙向吸收、易造成過(guò)沖電壓、會(huì)引起漏極電流升高克服過(guò)沖電壓過(guò)高、過(guò)電壓抑制效果較好、可現(xiàn)實(shí)軟關(guān)斷、會(huì)引起漏極電流升高僅需一個(gè)電容跨接與橋臂兩端、成本低、易產(chǎn)生振蕩、會(huì)引起漏極電流升高適用范圍小容量、低頻率裝置中小容量、低頻率裝置中等容量裝置由上表可以看出，RCD型吸收緩沖電路性能最好，而且可以實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷，降低了損耗，故本設(shè)計(jì)選用RCD型作為逆變器后級(jí)的吸收緩沖電路。其工作原理為：當(dāng)MOSFET管關(guān)斷時(shí)，電容Cs通過(guò)二極管Ds充電，電容Cs和二極管Ds構(gòu)成了MOSFET的分流旁路，使得漏極電流能夠迅速地減小，縮短了關(guān)斷時(shí)間；當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，電容Cs通過(guò)MOSFET和電阻Rs放電，使得MOSFET的漏極電流能夠迅速地提高，縮短了導(dǎo)通時(shí)間。(1)吸收緩沖電路電容Cs的計(jì)算由于電容Cs的充電過(guò)程決定了MOSFET兩端的電壓的上升率，假設(shè)MOSFET關(guān)斷的瞬間就有電流從電容Cs和二極管Ds回路流過(guò)，對(duì)Cs充電。充電的總時(shí)間為MOSFET的電流下降時(shí)間tf與電壓上升時(shí)間tr之和。則可以得到如下公式：式中，為流過(guò)MOSFET的峰值電流3.3A；為推挽變換的輸出直流電壓360V；經(jīng)查閱IRFP460的數(shù)據(jù)手冊(cè)可得。代入數(shù)據(jù)算得=650pf。(2)緩沖電阻Rs的計(jì)算MOSFET開(kāi)通時(shí)，Cs通過(guò)Rs和MOSFET放電，Cs兩端電壓為：選擇合適的，使，則。在電容放電時(shí)，一般可以認(rèn)為三倍的時(shí)間常數(shù)時(shí)已經(jīng)放完電，選擇，使每次在內(nèi)都可以放完電，則：為了確保MOSFET的安全，放電電流I應(yīng)為漏極電流I的1/4，則：結(jié)合式(4-3)和式(4-4)選出合適的，本設(shè)計(jì)選用的是1kΩ的電阻[4]。4.2.4后級(jí)輸出濾波器的設(shè)計(jì)逆變電源中輸出濾波電路的主要作用是:(1)減小輸出電壓中諧波(特別是逆變電路中開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率上)電壓的幅值。(2)保證基波電壓傳輸。輸出濾波器的理論分析在逆變電源中，輸出濾波通常采用LC濾波。用電感器來(lái)作為輸出濾波電路結(jié)構(gòu)的一部分，主要目的有兩個(gè):首先，由于電感能夠儲(chǔ)存能量，可使得在管子關(guān)斷期間輸出電流能夠連續(xù)地流到負(fù)載上;其次電感器與濾波電容一起對(duì)逆變后的SPWM脈沖起平滑濾波的作用，使輸出的直流電壓紋波很小。通常使用的濾波器結(jié)構(gòu)是型或者是型濾波器，如圖4-7所示。圖4-7型和型濾波器結(jié)構(gòu)由于型濾波器是最簡(jiǎn)單的一種形式，所以它的應(yīng)用也最廣泛。本電源輸出濾波器也采用此結(jié)構(gòu)。輸出濾波器的參數(shù)，即電感值L和電容值C與SPWM頻率緊密相關(guān)。SPWM頻率高，可以減小濾波器的參數(shù)和體積，但會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗，對(duì)逆變器的效率不利。具體設(shè)計(jì)時(shí)，可根據(jù)截至頻率和負(fù)載來(lái)選擇。電感的的電抗為，隨著頻率的上升而升高。電容的電抗為，隨著頻率的升高而降低。所對(duì)應(yīng)的頻率為截止頻率，若逆變器的輸出電壓中基波頻率為f1;開(kāi)關(guān)頻率為人;截至頻率為fc，且滿足關(guān)系。由于，故，對(duì)基波信號(hào)阻抗??；對(duì)基波信號(hào)分流很小，因此允許基波信號(hào)通過(guò)。由于，故，對(duì)開(kāi)關(guān)頻率分量阻抗很大;一對(duì)開(kāi)關(guān)頻率分量分流很大，因此濾波器不允許開(kāi)關(guān)頻率分量通過(guò)，更不允許它的高次諧波通過(guò)。因?yàn)V波電容和負(fù)載并聯(lián)，對(duì)逆變電路輸出電流影響較大，所以在設(shè)計(jì)濾波電路時(shí)，應(yīng)按先選擇濾波電容，再根據(jù)上述原則選擇電感參數(shù)[13]。濾波電感與電容的設(shè)計(jì)及選擇在SPWM調(diào)制下，輸出諧波均為開(kāi)關(guān)頻率以上的高次諧波，因此取截至頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即有下式:SPWM波的頻率為20k，則截至頻率為2000Hz，取濾波電容為，由上式可算出濾波電感值為2mH。在電感器的設(shè)計(jì)中，磁芯選擇鐵粉芯，導(dǎo)線截面積為0.8，繞制時(shí)用兩股并繞減小了集膚效應(yīng)。實(shí)驗(yàn)證明，輸出濾波器的輸出正弦波形良好，有效的抑制了高次諧波。4.3SWPM波生成及驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)4.3.1SWPM波的生成（1）TDS2285功能簡(jiǎn)介本章驅(qū)動(dòng)H橋工作的SPWM信號(hào)是由純正弦波逆變控制芯片TDS2285產(chǎn)生的。芯片內(nèi)部采用COMS工藝制程，+5V單電源供電，只需簡(jiǎn)單的外圍器件即可完成高性能SPWM發(fā)生及逆變控制，產(chǎn)生的SPWM精度高達(dá)10位，載波頻率為20KHz，其SPWM輸出引腳上具有連續(xù)20mA的負(fù)載能力。此外芯片內(nèi)置短路保護(hù)，工作狀態(tài)指示，可以單獨(dú)產(chǎn)生關(guān)斷前級(jí)的控制信號(hào)，提供電源電壓穩(wěn)定檢測(cè)，直流電源電壓檢測(cè)，交流輸出反饋等功能。芯片采用經(jīng)過(guò)改良的雙極性SPWM調(diào)制，經(jīng)過(guò)外部死區(qū)時(shí)間生成后，輸入經(jīng)MOSFET或IGBT驅(qū)動(dòng)電路至H橋逆變電路，輸出經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的濾波即可得到高品質(zhì)的純正正弦波?，F(xiàn)將TDS2285S芯片管腳簡(jiǎn)要說(shuō)明如下：圖4-8TSD2285管腳圖OSC1、OSC2：生成SPWM脈沖波形的時(shí)鐘，需外接16M的晶體振蕩器；LED：指示逆變器的工作狀態(tài)，但一直輸出為5V時(shí)，LED常亮，逆變器工作正常；當(dāng)蓄電池電壓過(guò)壓或欠壓，指示燈每隔1秒閃動(dòng)一次；當(dāng)輸出交流過(guò)流或短路時(shí)，指示燈每隔0.5秒閃動(dòng)一次。SPWM_P、SPWM_N：交流電正、負(fù)半周期調(diào)制波輸出引腳，TDS2285正常工作時(shí)，該2個(gè)引腳產(chǎn)生10Bit的SPWM脈沖。VAC：逆變電壓反饋輸入端，實(shí)時(shí)檢測(cè)交流輸出電壓的變動(dòng)范圍，并作調(diào)整輸出達(dá)到穩(wěn)定輸出的目的。SD：關(guān)閉輸出引腳，當(dāng)他<0.8V時(shí)，SWPM輸出關(guān)閉，逆變停止工作，如果不用該功能，可在其上連接一個(gè)10K的電阻到電源。DCC：用來(lái)控制前級(jí)電路，當(dāng)逆變發(fā)生故障時(shí)，DCC輸出高電平，用來(lái)控制關(guān)閉前級(jí)。VBAT：檢測(cè)電池電壓，當(dāng)其引腳電壓>3V或<1V時(shí)，逆變器停止工作，并轉(zhuǎn)入欠壓或過(guò)壓故障狀態(tài)[16]。（2）SWPM波的設(shè)計(jì)圖4-9TDS2285外圍電路如上圖芯片采用+5V供電，對(duì)地接了104的瓷片電容濾除高頻紋波。5腳接上一LED燈用于指示芯片的工作狀態(tài)，為讓芯片穩(wěn)定工作，利用電位器分壓得到1V供給13腳，12腳輸出控制前級(jí)關(guān)斷的信號(hào)，10腳接輸出采樣電壓用于穩(wěn)定電壓，6、8腳即可輸出兩路互補(bǔ)的SPWM脈沖信號(hào)。4.3.2驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)（1）驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)由于本文采用的是集成芯片生成SPWM驅(qū)動(dòng)波形，上面已經(jīng)講過(guò)TDS2285。引腳輸信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力有限，只能提供20mA驅(qū)動(dòng)能力，必須要加入MOSFET驅(qū)動(dòng)電路以保證功率MOSFET能夠可靠、快速的觸發(fā)導(dǎo)通和關(guān)斷。本文所采用的驅(qū)動(dòng)芯片是東芝（TOSHIBA）生產(chǎn)的TLP250光電耦合器，該光耦具有體積小，速度快和驅(qū)動(dòng)電流高達(dá)1.5A等優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝置中驅(qū)動(dòng)器件的首選品種。TLP250的內(nèi)部原理圖如圖4-10所示，設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路圖如圖4-11所示。圖4-10內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖圖4-11TLP250隔離驅(qū)動(dòng)電路（2）驅(qū)動(dòng)電路電源的設(shè)計(jì)現(xiàn)將上節(jié)H橋復(fù)制如下，由圖可分析得到，要保證逆變成功必須使用四路獨(dú)立的信號(hào)對(duì)M1，M2，M3，M4進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，由于上端M1，M3開(kāi)關(guān)管的源極接濾波器和下端開(kāi)關(guān)管，無(wú)法接地而處于懸浮狀態(tài)，需要同步的自舉電路來(lái)抬升門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓。圖4-12驅(qū)動(dòng)電路電源原理圖如圖設(shè)計(jì)的自舉電路，D1和C1分別為自舉二極管和自舉電容，原理如下：假定在M1關(guān)斷期間自舉電容C1是滿電荷狀態(tài)的（即VC1=+15V）。當(dāng)M1關(guān)斷，M2導(dǎo)通時(shí)，自舉電容電壓VC1加到逆變橋功率管M2的柵極和源極之間，C1通過(guò)M2柵極源極電容Cgs1（柵源電容）充電，在經(jīng)過(guò)死區(qū)時(shí)間之后，逆變橋功率管M1導(dǎo)通，M2關(guān)斷，則D1、C1和M1形成通路，C1進(jìn)行放電，下個(gè)死區(qū)時(shí)間之后，VCC對(duì)C1充電，補(bǔ)充它在M1導(dǎo)通期間損失的能量。如此循環(huán)反復(fù)[4]。4.3.3死區(qū)時(shí)間電路的設(shè)計(jì)在驅(qū)動(dòng)逆變橋時(shí)，由于MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷需要一定的時(shí)間，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率過(guò)高時(shí)就可能會(huì)出現(xiàn)上下橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的情況，從而MOSFET就會(huì)因?yàn)榱鬟^(guò)其上的電流過(guò)大而損壞。為了防止出現(xiàn)這種情況，就必須要加入死區(qū)電路，其電路如圖4-12所示。圖4-12死區(qū)時(shí)間電路高頻沖脈信號(hào)傳輸?shù)接呻娮韬碗娙萁M成的延遲電路后，由于電容需要充電，所以脈沖電壓要延遲一小段時(shí)間才能上升為高電平，再將延遲后的信號(hào)與另外一路的信號(hào)通過(guò)與門(mén)，就得到了加入死區(qū)時(shí)間的3管腳SPWM波。本文選用的電阻R=47KΩ，電容C=22pF，則延遲時(shí)間t≈RC=1us。由于IRFP460的開(kāi)關(guān)時(shí)間典型值是75ns，所以這個(gè)時(shí)間足以保證上下橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通[4]。4.4輔助電路設(shè)計(jì)為了使系統(tǒng)在發(fā)生故障時(shí)不受破壞，保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，本文又設(shè)計(jì)如下輔助電路。4.4.1后級(jí)過(guò)流保護(hù)電路本文設(shè)計(jì)的過(guò)流保護(hù)電路，是利用檢測(cè)輸入直流母線上的電流，而不必對(duì)每個(gè)MOSFET分別進(jìn)行過(guò)流檢測(cè)保護(hù)，當(dāng)該電流值超過(guò)設(shè)定的閾值時(shí)，系統(tǒng)將封鎖整個(gè)逆變級(jí)MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其電路圖如圖所示：圖4-13電流保護(hù)電路在主電路的直流母線上串聯(lián)一個(gè)0.5Ω的精密采樣電阻，用于采樣直流母線上的電流。當(dāng)采樣電阻的電壓一旦超過(guò)1V（即直流母線的電流大于2A）就立刻產(chǎn)生短路保護(hù)信號(hào)。圖中R1取10K，R2為5K電位器給比較器一個(gè)比較電壓（1V），R2取10K，D1為快恢復(fù)二極管1N4148。4.4.2電壓采集調(diào)理電路為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定即實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)反饋，就必須對(duì)輸出的交流電壓進(jìn)行采樣。由于本文采用的是單片機(jī)進(jìn)行反饋控制，所以必須將采樣到的電壓經(jīng)過(guò)A/D轉(zhuǎn)換送到單片機(jī)中進(jìn)行處理，而A/D采樣不能識(shí)別交流電，故需要將采樣到的交流信號(hào)進(jìn)行降壓、整流、濾波、分壓，然后再將這個(gè)直流量送到單片機(jī)的A/D采樣端口。其整體結(jié)構(gòu)示意圖如圖4-15所示。圖4-14輸出電壓反饋電路4.4.3輔助電源電路因?yàn)檎麄€(gè)系統(tǒng)的輸入電壓為：30V~50V（實(shí)際使用48V），而TDS2285，TLP250等芯片使用的均是+5V或是+15V的電源，所以不能將輸入電源直接給芯片供電，需要進(jìn)行降壓后才能使用，故設(shè)計(jì)如下降壓電路。圖4-15輔助電源電路利用開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓芯片LM2576HV，該芯片的輸入電壓高達(dá)60V，輸出電流可達(dá)1.5A。上圖為其典型的應(yīng)用電路，只需要簡(jiǎn)單地外圍電路即可輸出穩(wěn)定的電壓，通過(guò)調(diào)節(jié)R1，R2的比值，可以調(diào)節(jié)輸出電壓，本文需要的輸出電壓為+15V。+5V電源利用LM7805穩(wěn)壓芯片，將